時間交錯技術可使用多個相同的模數轉換器 ，并以比每一個單獨資料轉換器工作采樣速率更高的速率來處理正常采樣資料序列。簡單來說，時間交錯IL由時間多路複用M個相同的ADC并聯陣列組成。這樣可以得到更高的淨采樣速率，哪怕陣列中的每一個ADC實際上以較低的速率進行采樣和轉換。
為了更好地了解IL，一個模拟輸入VIN (t)以M個ADC進行采樣，其結果為組合數字輸出資料序列DOUT。ADC1最先采樣VIN (t0)并開始将其轉換為n位數字信号。Ts秒後，ADC2将采樣VIN (t0+Ts)并開始将其轉換為n位數字信号。接着，Ts秒後，ADC3将采樣VIN (t0 +2Ts)，以此類推。ADCM完成VIN (t0 +(M-1)×Ts)采樣後，開始下一個采樣周期，并從ADC1采樣VIN (t0 +M×Ts)開始，依次進行下去。 如下圖所示
由于ADC順序輸出n位資料且輸出順序與剛才描述的采樣操作順序一緻，這些數字n位字由同一張圖右側的解複用器所采集。這裡擷取的是重新組合的資料輸出序列DOUT (t0 + L)，DOUT (t0 + L + Ts)，DOUT (t0 + L + 2Ts)，…。L表示每一個單獨ADC的固定轉換時間，而該重新組合的資料序列是一個n位資料序列，采樣速率為fs。是以，雖然各個ADC（通常稱為"通道"）為n位ADC且采樣速率為fs/M，但整體等于采樣速率為fs的單個n位ADC，而我們将其稱為時間交錯ADC（與通道相差別）。輸入本質上是分隔開的，并由陣列中的ADC單獨處理，然後在輸出端連續重組，以便構成輸入VIN的高資料速率表示DOUT。
這種強大的技術在實際使用時存在一些難題。一個重要的問題是來自通道的M資料流經過數字組裝後重構原始輸入信号VIN。如果我們看一下頻譜DOUT；除了看到VIN的數字信号以及模數轉換引入的失真，我們還将看到額外的和大量的雜散成分，稱為**“交錯雜散”（或簡稱為IL雜散）；IL雜散既沒有多項式類型失真的簽名——比如較高次信号諧波（2次，3次，等等）——也沒有量化或DNL誤差簽名。IL僞像可視為時域固定碼噪聲的一種形式，由通道中的模拟損害引起，因為在交錯過程中采用分隔轉換信号**進行調制并出現在最終的數字化輸出DOUT。
讓我們分析一個簡單的示例，了解可能會發生什麼情況。考慮頻率fIN下正弦輸入VIN的雙路交錯ADC情況。假定ADC1具有增益G1，ADC2具有差分增益G2。在這種雙路IL ADC中，ADC1和ADC2将交替采樣VIN。**是以，如果ADC1轉換偶數樣本，而ADC2轉換奇數樣本，則所有DOUT偶數資料的幅度都将由G1設定，而所有DOUT奇數資料的幅度都将由G2設定。**然後，DOUT不僅包含VIN，還包括一些多項式失真，但它受到G1和G2的交替放大，就好像我們采用頻率為fs/2的方波對VIN進行幅度調制。這樣做會引入更多雜散成分。特别地，DOUT在fs/2 – fIN頻率處會包含"增益雜散"；并且不幸的是，該雜散的頻率會跟蹤輸入fIN，且位于交錯ADC的第一奈奎斯特頻段内（即在fs/2内），而在所有其它奈奎斯特頻段内也會存在混疊。該交錯雜散的功率/幅度取決于兩個增益G1和G2之間的淨差。換言之，它取決于增益誤差失配[2]。而最終，它取決于輸入VIN自身的幅度。
如果輸入并非簡單正弦波，而是真實應用中的全頻帶限幅信号，那麼"增益雜散"就不隻是幹擾音了，而是頻帶限幅輸入信号自身的完整調節鏡像，出現在奈奎斯特頻段内。這在一定程度上抵消了交錯帶來的帶寬增加的優勢。
雖然上例中我們僅考慮了通道間的增益誤差失配，其它損害也會引起交錯雜散。失調失配（通道失調之間的差）引起固定頻率的信号音（“失調雜散”），功率與失調失配成正比[3]。**當某些通道比預定順序更早或更晚采樣某位時，便發生采樣時間偏斜。它會引入"時間雜散"，**其頻率與增益雜散完全一緻（并疊加同樣的幅度）[4]但功率會随着fIN的增加以及輸入幅度的增加而不斷加強。各通道之間的帶寬失配會引入更多的雜散成分，頻率取決于fIN，并且正如時間雜散，雜散功率不僅随着輸入幅度，而且還會随着fIN自身而逐漸增加。再次強調，無論何種情況，輸出頻譜下降的程度并不取決于通道損害的絕對值（失調、增益、時序、頻段），而是取決于通道之間的相對失配或通道之差。
雖然時間交錯的基本技術存在已有幾十年，但IL可在何種程度上保持最小化則将其過去的适用性限制于低分辨率轉換器。然而，最近在通道失配校準方面以及抑制殘留IL雜散成分方面的進步已經可以實作全內建、極高速、12/14/16位IL ADC。
這種情況下，我們需要對交錯進行分類。我們一般将兩個交錯通道稱為"乒乓"工作。然後，當我們描述較少通道數的情況（比如3通道至4通道），以及大量通道的情況時（比如超過4個通道，通常達到8個或更多），我們還區分了"輕度交錯"和"重度交錯"。
乒乓交錯（雙路）
當我們隻是交錯兩個通道以便使采樣速率翻倍時，我們将其稱為"乒乓"，如圖2 (a)中的框圖所示。這是一種最簡單的情況，它有一些有趣和有用的特性。這種情況下，在交錯ADC的第一奈奎斯特頻段内，交錯雜散位于直流、fs/2和fs/2 – fIN處。是以，如果輸入信号VIN是一個對中至fIN的窄帶信号——如圖2 (b)中的第一奈奎斯特輸出頻譜所示——交錯雜散包含直流處的失調雜散、fs/2處的另一個失調失配雜散以及對中至fs/2 – fIN的增益和時序雜散鏡像，看上去就像輸入自身的一個放大複制版本。
如果輸入信号VIN (f)完全位于0和fs/4之間——如圖2 (b)所示——那麼交錯雜散不與數字化輸入頻率重疊。此時，壞消息是我們隻能數字化半個奈奎斯特頻段，就好比隻有一個時鐘為fs/2的單通道，雖然我們依舊消耗至少兩倍于該單個通道的功耗。奈奎斯特頻段上限的交錯雜散鏡像可在數字化之後通過數字濾波手段抑制，無需進行模拟損害校正。
但好消息是由于乒乓ADC時鐘為fs，數字化輸出得益于動态範圍内的3 dB處理增益。此外，與使用時鐘為fs/2的單個ADC相比，乒乓ADC放寬了抗混疊濾波器設計要求。
如果窄帶信号位于第一奈奎斯特頻段的上半部，則所有考慮因素都适用，如圖2 ©所示，因為交錯鏡像雜散移至奈奎斯特頻段的下半部分。再次強調，增益和時序雜散可在濾波數字化之後通過數字手段抑制。
**最後，輸入信号和交錯雜散的頻率将會重疊，這種情況下，恢複所需輸入信号将是不可能的，而乒乓方案不可用。**當然，除非通道間比對足夠緊密，使得交錯雜散成分對于應用來說達到可以接受的低程度，或者引入校準來降低導緻IL鏡像的原因。
總之，頻率規劃和某些數字濾波可以恢複乒乓方案中的窄帶數字化輸入，哪怕存在通道失配。雖然轉換器功耗相比使用單個時鐘為fs/2的ADC時基本翻了個倍，但乒乓方案提供了3 dB處理增益，同時放寬了抗混疊要求。
采用乒乓方案并且無任何通道失配校正的一個示例，以及其産生的交錯雜散見圖3。在該例中，兩個雙通道14位/1 GSPS ADC AD9680以交替乘以正弦波的速率進行采樣，進而傳回單個組合輸出資料流，速率為2 GSPS。當我們檢視該乒乓方案輸出頻譜的第一奈奎斯特頻段時（位于直流和1 GHz之間），可以看到輸入音，它是fIN = 400 MHz時位于左側的強音；我們還能看到在fs/2 – fIN = 2G/2 – 400 M = 600 MHz處有較強的增益/時序失配雜散。由于通道本身的失真以及其它損害，我們還能看到一系列其它信号音，但都低于–90 dB線。
更高次交錯
**當具有兩個以上通道時，上文所說的頻率規劃就不那麼實用了。我們無法将交錯雜散的位置限定在奈奎斯特頻段的某一小部分。**比如考慮四路交錯ADC的情況，如圖4 (a)所示。**此時，失調失配會提高直流、fs/4和fs/2時的信号音，而增益和時序交錯鏡像位于fs/4 – fIN、fs/4 + fIN和fs/2 – fIN。**交錯ADC輸出頻譜的一個示例請參見圖4 (b)。很明顯，除非輸入位于fs/8以内的帶寬之内，否則無論fIN的位置如何，輸入都會與部分交錯雜散重疊，并且如果輸入是一個極端窄帶信号，那麼我們不應當嘗試使用寬帶交錯ADC将其數字化。
在這種情況下，我們需要最大程度降低IL雜散功率，以便獲得完整的奈奎斯特頻譜和更幹淨的頻譜。為了達到這個目的，我們使用校準技術來補償通道間失配。校正失配的影響後，最終的IL雜散功率會下降。SFDR和SNR都會得益于該雜散功率的下降。
補償方法受限于失配可測量并最終校正的精度。除了校準所能達到的水準外，為了進一步抑制殘留雜散，還可間歇性随機打亂通道輸入采樣的順序。這樣做之後，前面讨論的由于未校準失配而産生的轉換輸入信号調制效果将從固定碼噪聲轉換為僞随機噪聲。是以，IL音和幹擾周期碼轉換為僞随機噪聲類成分，并疊加至轉換器量化噪底而消失，或者至少将幹擾雜散鏡像和信号音加以擴散。此時，與IL雜散成分有關的功率疊加至噪底功率。是以，雖然改善了失真，但SNR可能下降，下降量為IL雜散功率加上噪聲。SNDR (SINAD)基本上沒有變化，因為它由失真、噪聲和随機化組成；它隻是将IL貢獻因素從一個成分（失真）轉移到另一個成分（噪聲）。
讓我們來看幾個交錯ADC的示例。AD9625是一個12位/2.5 GSPS三路交錯ADC。**對三個通道之間的失配進行校準，以便最大程度減少交錯雜散。**圖5 (a)所示是一個輸入接近1 GHz的輸出頻譜示例。在該頻譜中，除了約為1 GHz的輸入音外，還可以看到通道在500 MHz附近存在2次和3次諧波失真，并在基頻處存在4次諧波失真。交錯失配校準可大幅降低交錯雜散的功耗，并且在整個頻譜中可以看到大量的額外殘留的較小雜散音。
**為了進一步減少這些殘留雜散成分，引入了通道随機化。加入了第四個校準通道，然後将四個通道變為三路交錯，并通過間歇性将交錯通道與第四個更換，實作随機改變順序。**這就好比人們可以像耍雜技那樣将三根柱子投向空中，然後每一次都更換第四根。這樣做之後，**可使殘留交錯雜散功率随機化，然後擴散到噪底。**如圖5 (b)所示，**經過通道随機化之後，交錯雜散幾乎消失了，而噪聲功率卻隻略為增加，因而SNR降低2 dB。當然，需要注意的是，雖然圖5 (b)中的第二個頻譜比失真音遠為幹淨，但随機無法影響2次、3次和4次諧波，因為這些諧波不是交錯雜散。**讓我們來看幾個交錯ADC的示例。AD9625是一個12位/2.5 GSPS三路交錯ADC。對三個通道之間的失配進行校準，以便最大程度減少交錯雜散。圖5 (a)所示是一個輸入接近1 GHz的輸出頻譜示例。在該頻譜中，除了約為1 GHz的輸入音外，還可以看到通道在500 MHz附近存在2次和3次諧波失真，并在基頻處存在4次諧波失真。交錯失配校準可大幅降低交錯雜散的功耗，并且在整個頻譜中可以看到大量的額外殘留的較小雜散音。
**為了進一步減少這些殘留雜散成分，引入了通道随機化。加入了第四個校準通道，然後将四個通道變為三路交錯，并通過間歇性将交錯通道與第四個更換，實作随機改變順序。**這就好比人們可以像耍雜技那樣将三根柱子投向空中，然後每一次都更換第四根。這樣做之後，可使殘留交錯雜散功率随機化，然後擴散到噪底。如圖5 (b)所示，經過通道随機化之後，交錯雜散幾乎消失了，而噪聲功率卻隻略為增加，因而SNR降低2 dB。當然，需要注意的是，雖然圖5 (b)中的第二個頻譜比失真音遠為幹淨，但随機無法影響2次、3次和4次諧波，因為這些諧波不是交錯雜散。
使用通道随機化的另一個交錯ADC示例如圖6中的頻譜所示。此時采用四路交錯16位/310 MSPS ADC AD9652。圖6示例中，四個通道以固定順序交錯，并且不進行任何減少通道失配的校準。頻譜清楚表明交錯雜散位于預計頻率位置，且它們的大功率遠高于2次和3次諧波，并将無雜散動态範圍限制為僅有57 dBc。
然而，如果同樣的ADC經過前景校準以便減少通道失配，那麼交錯雜散功率将會大幅下降，如圖7所示。與上例中的情況類似，通道諧波失真不受影響，但通過通道失配校準大幅降低了交錯雜散功率。
最後，**圖7中的頻譜純度可得到進一步改善，方法是使通道順序随機化，**如圖8所示。此時，随機化使用專利技術，對四個通道的順序進行間歇性加擾無需通過另一個（第五個）通道來達成，進而省下了與此相關的功耗。如圖8所示，經過随機化之後，結果頻譜中僅有正常諧波失真。
結論
時間交錯是增加資料轉換器帶寬的強大技術。最近在失配校準方面，以及通過随機化技術消除殘留雜散成分方面的發展已經能夠實作完全內建、極高速12/14/16位交錯ADC。
在輸入信号受頻帶限制的情況下（比如很多通信應用），乒乓（雙路）交錯方法可通過頻率規劃将幹擾交錯雜散配置設定到遠離目标輸入頻段的位置。然後便可以數字手段過濾雜散成分。雖然這種方法相比工作在IL采樣速率一半的非交錯式ADC獲得同樣的無雜散輸入帶寬所需的功耗要高出幾乎一倍，但它不僅可以通過處理增益提高動态範圍3 dB，而且還能降低抗混疊的滾降，并修平ADC前的濾波器——因為IL采樣速率高。
若需要用到IL轉換器的全部輸入頻帶才能捕捉寬帶輸入信号，那麼可以采用更高次的交錯轉換器。這種情況下，校準和随機置亂可實作交錯失真和雜散成分的補償和消除。