引言
本文完成了可以實作短距離目标探測的高橫向探測範圍、低功耗低成本的24GHz雙模式(FMCW、Doppler)雷達系統接收機整體設計，其中FMCW模式下，此款雷達開啟兩個接收通道，是以可實作目标距離、速度及角度資訊的探測，此時雷達發射機切換至6dBm的高輸出功率模式。
此款24GHz雷達可切換至功耗更低的Doppler模式，Doppler模式下，雷達收發機僅開啟一個接收通道，并且發射機切換至0dBm的低輸出功率模式，可實作低功耗模式下的近距離物體速度資訊的探測。
一、24GHz短距雙模式雷達低頻閃爍噪聲問題分析
對用于短距離目标探測的24GHz雙模式車載毫米波雷達，因其探測距離短，是以對應接收機的中頻範圍也較低。24GHz雷達在FMCW模式下，對應的中頻範圍為8.3KHz~166KHz，對用于超低功耗近距測速的Doppler模式，其對應中頻範圍更低，為10Hz~1KHz。
是以24GHz短距雙模式雷達接收機的噪聲問題顯著。短距雷達接收機的噪聲同樣分為白噪聲與1/f噪聲，白噪聲與前面講到低噪聲放大器中的類似。
從公式(1-1)可以得出，MOS器件的閃爍噪聲大小與頻率成反比，是以對于零中頻或低中頻接收機，因為其中頻輸出頻率低，導緻低頻閃爍噪聲問題突出，嚴重惡化接收機的靈敏度。
(1-1)
低頻閃爍噪聲的問題在雷達收發機中尤為突出，這是因為雷達收發機在目标探測時，與用于通信的收發機系統不同的是，接收機與發射機同時刻同頻率工作，信号源同時提供給發射機與接收機本振一緻的頻率，由于襯底的隔離程度有限，必然導緻發射機的輸出功率洩漏至接收機的輸入端，在24GHz頻段典型的TXRX的隔離度值為20dB。
是以對于工作于FMCW模式下的24GHz雷達，由于發射機輸出功率設計為6dBm，此時會有-14dBm的信号洩漏至接收機輸入端，即使對于低輸出功率的Doppler模式，也有-20dBm與本振頻率一緻的洩漏信号出現在接收機輸出，這個量級的洩漏信号相比接收機接收到的目标回波信号要大得多。
此時發射機的洩漏信号不僅僅會導緻接收機直流失調與減敏，而且會嚴重惡化雷達接收機的噪聲性能。
下面着重介紹TX洩漏對接收機低頻閃爍噪聲的影響，其主要的影響可大緻分為三部分：射頻跨導級1/f噪聲上混頻、本振跨導級1/f噪聲上混頻、開關管動态DC電流引入的1/f噪聲。
1.1射頻跨導級閃爍噪聲上混頻
圖1-1TX洩漏時RF跨導級的1/f噪聲
如圖圖1-1所示，通常會于混頻器前加入一級射頻跨導級(LNA)，實作噪聲比對的同時提供一定增益以壓制後級混頻器及基帶電路的噪聲。
但對于雷達收發機，低噪聲放大器将引入閃爍噪聲，因為雷達發射機通過襯底洩漏至接收端，并且洩漏信号的頻率與本振頻率一緻，此洩漏信号在進入LNA這個非線性系統之後會與LNA跨導管的低頻閃爍噪聲上混頻，LNA跨導管的低頻1/f噪聲被搬移至本振頻率處，如圖圖1-1所示，攜帶LNA低頻閃爍噪聲的洩漏信号進入混頻器與本振下混頻，最終導緻LNA跨導管的低頻閃爍噪聲搬移至中頻，進而嚴重惡化噪聲性能。
值得一提的是，被探測目标的回波信号也會将LNA跨導管的低頻閃爍噪聲搬移至中頻，但是發射機的洩漏量通常遠大于探測目标的回波信号，是以相比于回波信号，發射機的洩漏信号對射頻跨導級低頻閃爍噪聲的引入更加顯著。
1.2本振跨導級閃爍噪聲上混頻
圖1-2TX洩漏時LO跨導級的1/f噪聲
為了獲得足夠擺幅的本振信号，24GHz短距雷達接收機加入一級LO緩沖器，并且可以減輕注入牽引問題，緩解RF到本振的耦合，如圖1-2所示。
此本振緩沖器的跨導級同樣會引入低頻閃爍噪聲，這是因為本振BUFF中跨導管的低頻閃爍噪聲與本振信号進行上混頻，攜帶LO跨導管低頻閃爍噪聲的本振信号進入開關管栅極，進而與發射機洩漏信号發生下混頻，由于本振信号與TX洩漏信号頻率一緻，最終導緻本振緩沖級中跨導管的低頻閃爍噪聲貢獻于中頻處，嚴重惡化了接收機的靈敏度。
同樣的，攜帶跨導管低頻閃爍噪聲的本振也會與接收機接收到的回波信号發生下混頻，但是由于接收到的回波信号電平值遠小于TX洩漏信号，是以發射機洩漏信号對本振跨導級中閃爍噪聲的引入也更加顯著。
1.3開關管動态DC電流引入閃爍噪聲
圖1-3TX洩漏時混頻器開關管的1/f噪聲
圖1-4TX洩漏對開關管直流的影響
前面分析了射頻跨導管與本振跨導管閃爍噪聲對接收機噪聲性能的影響，除此之外，混頻器的開關管在TX洩漏的情況下也會貢獻低頻閃爍噪聲。
如圖1-3所示，發射機的洩漏信号經射頻跨導級放大後進入混頻器，假設發射機洩漏至接收端的信号擺幅為ALK，頻率為WLO，射頻跨導級的電壓增益為α，是以經射頻跨導級放大的洩漏信号可以表達為：
(1-2)
開關管的本振信号可以表達為y(t )，洩漏信号與本振信号經過開關管後的輸出可以表達為：
(1-3)
如果本振為理想的方波時，Vout輸出可以表示為：
(1-4)
公式(1-4)中的DC分量為：
(1-5)
當我們考慮混頻器開關管的軟開關特性，即單平衡開關管之間存在同時開啟和同時關閉的時間ΔT，那麼此時洩漏導緻的中頻IFP與IFN之間的DC內插補點可以表達為：
(1-6)
上式中ALO為本振擺幅，θ為本振信号與經射頻跨導管放大之後洩漏信号間的相位差。從公式可以得出發射機的洩漏直接影響開關管的ΔVDC，如圖1-4所示，ΔVDC将導緻在開關管之間産生直流電流，從公式(1-7)可知，開關管子的閃爍噪聲與流過開關管的電流成正比，是以TX的洩漏也将導緻混頻器的開關管貢獻閃爍噪聲。
(1-7)
這裡值得一提的是，雖然無源混頻器在TX洩漏的情況下存在直流電流，但相比有源混頻器，流過開關管的電流量仍小很多，是以，在進行電路設計時，對于零中頻或者超低中頻的雷達接收機（IF小于200KHz），為了減輕閃爍噪聲對系統鍊路預算的惡化，一般選擇無源Mixer。
綜上可知，在進行短距離毫米波CMOS雷達接收機的設計時，必須考慮發射機洩漏信号對接收機閃爍噪聲的惡化。
二、用于24GHz短距雙模式雷達的8bitR2R式DAC設計
此款用于24GHz短距雷達的接收前端具有兩種工作模式，以适應24GHz雷達的兩種探測模式—FMCW、Doppler。
在FMCW模式下，發射機的洩漏量更大，并且此模式下是一個掃頻的過程，TX洩漏至接收機的電平值随着掃頻過程不斷改變，從公式(1-6)可知，不斷變化的洩漏量導緻接收前端中頻輸出處的ΔVDC不斷變化，基帶電路難以實作不斷變化ΔVDC的消除，是以，FMCW模式下接收前端的IF信号與後級基帶電路通過片外隔直電容連接配接，避免了ABB輸入處的ΔVDC不斷變化。
但對于Doppler模式，雷達處于24.125GHz的單頻點探測，是以TX的洩漏量不會随時間發生改變，同樣從公式(1-6)可知，接收前端中頻輸出處的ΔVDC是一個固定值，是以在Doppler模式下，接收前端與後級ABB電路直接相連，通過ABB将此固定的ΔVDC消除。
值得注意的一點是，在Doppler模式下，由于接收機與基帶電路直接相連，後級電路會饋入電流，導緻無源Mixer開關管的漏端DC值與FMCW模式下不同，是以接收機中無源混頻器栅級在兩種模式下需提供不同的直流偏置以保證開關的正常工作。
圖1-58bitR2RDAC電路原理圖
是以本設計中Mixer栅極偏置通過一個8bitDAC提供。本設計中僅需要一個簡單的由兩種電阻組成的R2R網絡，實作步經為2.5/(2”-1)V的9.8mV~2.5V的直流偏置，無需輔助運算放大器，結構更為簡單穩定。
可實作為無源混頻器在FMCW級Doppler模式下提供不同的開關管栅極偏置電壓。圖1-5為8-bit的R2R網絡DAC電路原理圖。
圖1-6第一級R2R網絡及其等效電路
如圖1-6所示，第一級M0處的輸出直流電壓DCout為兩個2R阻值電阻對2.5V電源電壓分壓，M0的取值為0或1。此時，第一級R2R網絡可等效為一個電壓值為M0VDD/2與内阻為R的電壓源等效電路。
圖1-7第二級R2R網絡及其等效電路
同理往後推算，如圖1-7所示，第一級和第二級R2R網絡可以等效為電壓值是M0VDD/4+M1VDD/2，内阻為R的電路。以此類推，對于8bitDAC第k個R2R網絡輸出電壓為：
(1-8)
圖1-88bitDAC版圖
用于24GHz短距雙模式雷達的8-bitDAC版圖如圖1-8所示，控制位高低電平通過24GHz雷達內建的SPI提供，電源電壓VDD為2.5V。
仿真結果表明，此款8bitDAC可以為24GHz雷達無源Mixer提供精度為9.8mV的9.8~2.5V偏置電壓，滿足雷達在FMCW及Doppler兩種模式下提供不同偏置電壓，除此之外，還可以為Mixer在不同工藝角下提供最優偏置。
三、用于24GHz短距雙模式雷達的LNA-Mixer聯合設計
24GHz短距雷達在Doppler模式下中頻範圍為10Hz~1KHz，這必然導緻閃爍噪聲問題顯著，是以，此款24GHz短距離雙模式雷達中混頻器選用無源Mixer，因為無源Mixer相比于有源混頻器僅有由于發射機洩漏導緻的直流電流。
然而無源Mixer轉換增益相比有源較低，為了降低整個接收鍊路的噪聲系數，在無源Mixer之前加入一級共源LNA，提供增益以遏制後級無源混頻器及基帶電路的噪聲。
傳統的接收機會将LNA與Mixer分開設計，分别将前級的LNA輸出與後級的Mixer輸出均比對至50歐姆，這樣的設計引入更多的無源網絡，增大接收機的插損，嚴重影響接收機的CG與噪聲。
是以此款用于24GHz短距雙模式雷達的接收機采用低噪聲放大器與無源Mixer聯合設計，在LNA的輸出端通過一個2轉4的變壓器，将單路LNA的差分輸出通過電磁場耦合方式産生兩路差分信号接入正交IQ兩路無源混頻器。
表1-123~24.25GHz毫米波接收前端設計名額
24GHz接收前端電路原理圖如圖1-9，混頻器采用無源雙平衡結構以減少開關管中的閃爍噪聲，LNA為了減少閃爍噪聲的引入，采用簡單的一級差分共源結構，引入中和電容提升電路穩定性與增益，采用源極退化電感增強噪聲和輸入比對。
通過PPF将差分本振信号轉化為IQ兩路正交本振信号，混頻器采用電阻作為負載以提升電路穩定性與噪聲性能。PPF産生的正交本振信号通過一級緩沖器進行放大，為無源混頻器提供足量擺幅的同時緩解了射頻到本振洩漏引起的注入牽引問題。
圖1-9用于24GHz車載雷達接收前端電路原理圖
圖1-10對封裝時引入的金線和引線HFSS模組化
通過ADSmoment對包括輸入巴倫、2轉4變壓器件及源極退化電感的無源器件進行整體電磁場仿真，更準确模組化無源器件之間的分布式效應。
本設計雷達中的電壓和地均通過mesh金屬網格提供，為了考量mesh網格對無源器件的影響，在進行無源器件整體模組化時，在網格等價位置處用頂層銅金屬接地模組化以模拟mesh網格對無源器件的影響，利用這種“船艙式”無源器件自模組化的方式以獲得更為準确的S參數。
在進行電路設計及仿真時，必須考慮後續封裝測試引入的寄生及TX洩漏問題，利用HFSS對COB封裝時引入的bondingwire和PCB上接入天線SMA頭的引線進行模組化，将抽取出的S2P檔案導入測試平台，如圖1-10所示。
在LNA+Mixer聯合設計時，必須考慮發射機的洩漏問題。是以，在輸入處加與本振相同頻率正弦信号等效TX的洩漏，對于FMCW模式，在輸入處加入-15dBm的與本振同頻率洩漏信号，在Doppler模式下輸入處加入-20dBm的TX洩漏。
後仿真結果表明，在TT工藝角、40℃條件下，對于Doppler模式，在輸入處加入-20dBm洩漏條件下，CG及NF的後仿真結果如圖1-11。在24.125GHz頻率處的CG為17.2dB，在10Hz中頻處的NF為27.5dB，在1KHz中頻處的NF為11.6dB。
對于FMCW模式，在輸入處加入-15dBm的TX洩漏信号，接收前端轉換增益在23~24.25GHz帶寬内大于13dB，峰值CG可達16.2dB，FMCW模式下雷達探測範圍對應的中頻範圍是8.3KHz~166KHz，此款24GHz雷達接
收前端在8.3KHz中頻處可獲得16.3dB噪聲系數，在166KHz中頻處可獲得11.5dB的噪聲系數，如圖1-12所示。
圖1-11用于24GHz雷達接收前端在輸入處加-20dBmTX洩漏下(a)轉換增益(b)噪聲系數後仿真結果
圖1-12用于24GHz雷達接收前端在輸入處加-15dBmTX洩漏下(a)轉換增益(b)噪聲系數後仿真結果
圖1-13給出了此款24GHz接收前端的輸入比對性及線性度的仿真結果，考慮打線引入的及上引線的寄生，從後仿真結果可以看出，其具有優異的輸入比對性。兩種模式下最高增益處的inputP1dB的後仿真結果，可以得出TT工藝角常溫下，其inputP1dB優于-14dBm。
圖1-13用于24GHz雷達接收前端在考慮打線及封裝寄生條件下(a)輸入反射系數(b)峰值增益處的線性度
表1-2總結了此用于24GHz雷達接收前端各工藝角及溫度的後仿真結果，表格中的資料均以I路仿真結果為例，從表中可以看出所有工藝角及TT所有溫度下轉換增益和噪聲系數均滿足設計名額。
表1-223~24.25GHz用于24GHz雷達接收前端工藝角及溫度後仿真總結
四、24GHz短距雙模式雷達接收機整體設計與流片
4.124GHz短距雙模式雷達整體版圖設計
圖1-1424GHz短距雙模式車載雷達晶片顯微鏡下照片
圖1-14為24GHz短距雙模式車載雷達晶片顯微鏡下照片，系統除了包含接收機及發射機外，同時內建了PLL、ABB、ADC、SPI及PowerSupply。版圖面積為3.1×2.41mm2，本設計主要的負責部分是兩通道接收機，如版圖紅色框線所示。
4.224GHz短距雙模式雷達接收機整體後仿真結果
在進行收發機電路仿真時，必須考慮TX洩漏對RX性能的影響，如圖1-15所示，在不考慮TX洩漏的影響時，此款接收機在TT工藝角40攝氏度下可獲得17.8dB的峰值轉換增益，在10Hz中頻處的NF僅為9.8dB，在8.3KHz中頻處的NF為7.7dB。
但對于一個雷達晶片來講，在未做相應洩漏抵消的前提下必須考慮TX洩漏對接收性能的影響，主要是三方面的影響：DC失調、減敏及引入閃爍噪聲，展現在接收機的噪聲性能及轉換增益的惡化。
是以在對此款毫米波雷達接收機進行設計及仿真時，必須考慮TX的洩漏問題。考慮到TX在FMCW及Doppler模式下分别具有6dBm和0dBm的輸出功率，TX到RX的隔離度為20dB，是以在進行接收機電路設計時，FMCW模式下須在輸入處加入擺幅為112mV、頻率為本振頻率的正弦信号以等效TX洩漏至接收的信号。
同樣的，在doppler模式下，在輸入port前加入64mV擺幅的正弦信号。值得一提的是，後續晶片打線封裝引入的寄生也必須考慮。
圖1-1524GHz雷達接收機TTcorner不考慮TX洩漏下的(a)CG，(b)NF後仿真結果
當考慮TX洩漏、打線、封裝之後，如圖1-16、圖1-17，對于TT工藝角40℃溫度，24GHz雷達接收機晶片在FMCW模式下可獲得15.8dB的峰值轉換增益，在23~24.25GHz掃頻帶寬内的CG大于13dB，在8.3~166KHz中頻範圍内NF為12.5~17.5dB。
Doppler模式下，在24.125GHz頻率處可獲得16.9dB的CG，在10Hz中頻處的NF為33dB，在1KHz中頻處的NF為15.2dB，值得一提的是，在進行噪聲分析時，電源系統為了保證穩定性在10Hz頻率的噪聲貢獻遠遠大于接收前端。圖1-18為輸入比對性及線性度的仿真結果，在最高轉換增益下的IP1dB為-14dBm，滿足系統鍊路預算需求。
圖1-1624GHz雙模式車載雷達接收機TT工藝角考慮TX洩漏(a)FMCW模式下轉換增益，(b)Doppler轉換增益後仿真結果
圖1-1724GHz雙模式車載雷達接收機TT工藝角考慮TX洩漏(a)FMCW模式下噪聲系數，(b)Doppler噪聲系數後仿真結果
圖1-1824GHz雙模式車載雷達接收機TT工藝角(a)S11，(b)IP1dB後仿真結果
對于FF工藝角40℃溫度，24GHz雷達接收機晶片在FMCW模式下可獲得14.1dB的峰值轉換增益，在掃頻帶寬内的轉換增益大于11dB，在8.3~166KHz中頻範圍内NF為11.2~18.7dB。
Doppler模式下，在24.125GHz頻率處可獲得15.2dB的轉換增益，在10Hz中頻處的NF為35.4dB，在1KHz中頻處的NF為15dB，如圖1-19圖1-20所示。
圖1-1924GHz雙模式車載雷達接收機FF工藝角考慮TX洩漏(a)FMCW模式下轉換增益，(b)Doppler轉換增益後仿真結果
圖1-2024GHz雙模式車載雷達接收機FF工藝角考慮TX洩漏(a)FMCW模式噪聲系數，(b)Doppler噪聲系數後仿真結果
對于SS工藝角40℃溫度，24GHz雷達接收機晶片在FMCW模式下可獲得15.2dB的峰值CG，在23~24.25GHz掃頻帶寬内的CG大于10.5dB，在8.3~166KHz中頻範圍内NF為13~19.6dB。
Doppler模式下，在24.125GHz頻率處可獲得16.9dB的轉換增益，在10Hz中頻處的NF為35.3dB，在1KHz中頻處的NF為17dB，如圖1-21圖1-22所示。
圖1-2124GHz雙模式車載雷達接收機SS工藝角考慮TX洩漏(a)FMCW模式下轉換增益，(b)Doppler轉換增益後仿真結果
圖1-2224GHz雙模式車載雷達接收機SS工藝角考慮TX洩漏(a)FMCW模式下噪聲系數，(b)Doppler噪聲系數後仿真結果
對于SF工藝角40℃溫度，24GHz雷達接收機晶片在FMCW模式下可獲得15.5dB的峰值CG，在掃頻帶寬内的CG大于12dB，在8.3~166KHz中頻範圍内NF為12.7~19.7dB。Doppler模式下，在24.125GHz頻率處可獲得17.8dB的轉換增益，在10Hz中頻處的NF為34.2dB，在1KHz中頻處的NF為15.1dB，圖1-23圖1-24所示。
圖1-2324GHz雷達接收機SF工藝角(a)FMCW模式下，(b)Doppler模式下CG後仿真結果
圖1-2424GHz雙模式車載雷達接收機SF工藝角考慮TX洩漏(a)FMCW模式下噪聲系 數，(b)Doppler噪聲系數後仿真結果
對于FS工藝角40℃溫度，24GHz雷達接收機晶片在FMCW模式下可獲得15.5dB的峰值CG，在23~24.25GHz掃頻帶寬内的CG大于12dB，在8.3~166KHz中頻範圍内噪聲系數為11.7~18.6dB。
Doppler模式下，在24.125GHz頻率處可獲得17.8dB的CG，在10Hz中頻處的NF為34.3dB，在1KHz中頻處的NF為15.1dB，如圖1-25圖1-26。
圖1-2524GHz雷達接收機FS角考慮TX洩漏(a)FMCW，(b)Doppler模式下CG後仿結果
圖1-2624GHz雷達接收機FS角考慮TX洩漏(a)FMCW，(b)Doppler模式下NF後仿結果
4.324GHz短距雙模式雷達接收機整體性能總結與對比
表1-3彙總了24GHz雙模式車載雷達接收機的後仿真結果，其中包含5個工藝角及TTcorner下的高溫及低溫仿真結果。
可以看出在TT、FF、SS、SF、FS五個工藝角CG在23~24.25GHz帶寬内均大于10dB，FMCW模式下接收機在8.3KHz~166KHz中頻範圍内均小于21dB，Doppler模式下NF也均滿足系統鍊路預算需求。
在FMCW模式下，兩個通道均開啟，TTcorner下的功耗為88mW，Doppler模式下僅開啟一個接收通道，此時接收機部分的功耗為44mW。
表1-324GHz雙模式雷達接收機5個corner及TT高溫、低溫的性能總結
表1-424GHz雙模式雷達接收機與近年國際期刊及會議性能對比
表1-4對比了本工作與近年來國際頂級會議及期刊成果，此款雙模式近距雷達具有優異的線性度和能耗性能，在低中頻提前下具有不錯的噪聲性能。
總結
本文首先分析短距雷達發射機洩漏對接收機中的閃爍噪聲的惡化的問題，主要有射頻跨導級(LNA)閃爍噪聲上混頻、本振跨導級閃爍噪聲上混頻以及接收機中開關管子由于TX洩漏引入的閃爍噪聲問題。
完成了一款用于24GHz短距雙模式雷達的8bitDAC，此款雷達在FMCW模式下，接收機與基帶通過片外電容連接配接，Doppler模式下，RX與ABB的直接連接配接導緻基帶電流注入接收機，使開關管漏級電壓變化。
本設計的8bitDAC實作為混頻器在不同工作模式下提供各自最優的直流偏置，同時也可以針對不同工藝角提供最優偏置。
完成了23-24.25GHz雙模式車載雷達接收機晶片的整體設計，此雷達晶片內建兩收一發收發前端、信号源、ABB、ADC及電源系統，完成整體版圖設計，并完成五個工藝角及TTcorner高溫及低溫的後仿真驗證，在進行電路設計及仿真驗證時，已将打線引入的bondingwire、TX洩漏對接收性能的影響及後續封裝測試引入的PCB闆上的寄生考慮在内。
以TT工藝角40攝氏度為例，此款雷達接收機在FMCW模式下可獲得15.8dB的峰值轉換增益，在23-24.25GHz工作帶寬内轉換增益大于13dB，在8.3KHz~166KHz中頻範圍内噪聲系數為12.5~17.5dB。在Doppler模式下，CG可達16.9dB，在10Hz中頻處的NF為33dB，IP1dB為-14dBm，單個接收通道的功耗僅為44mW，以上性能均滿足鍊路預算需求。