Razavi教材第八章回報部分開篇用了一個最經典的反相放大器結構。問題在于通過小信号計算出來的增益（8.3）和利用其書中描述的環路增益 （8.8）所得到的結論難以自洽。按照圖8.5，8.6分析的模型，容易以為這個電路的前向增益
，回報系數是阻抗分壓，即
。那麼按照經典的回報模型，閉環增益等于
，顯然和實際8.3是不符合的。
問題在哪裡？問題在于回報模型裡面的A和F不等于電路裡面看到的前向放大器增益和回報電阻分壓比。這個單管放大電路是一個反相放大器，而反相放大器的回報形式是将電壓通過回報電阻轉換成電流，與輸入電流做比較實作回報。對于NMOS的輸入端，回報電流完全等于輸入電流。而放大器兩端輸入電壓相近是回報的“額外”效果。
回到最開始的方程。這個電路裡面的輸出由兩條路徑建立：第一是放大器。第二是回報路徑。顯然可以看到，為了使電路的輸出主要由回報決定，需要放大器有盡量高的開環增益Av。同時注意到回報電流是流過電阻的。
這個電流是經常被忽略的一個點。多數時候不會注意到一個問題，就是這個電流最後流到了那裡？答案是運放内部。這就說明反相放大器需要運放的輸出級具有提供大電流的能力，才能保證放大器的電流不會被回報路徑“抽幹”，導緻開環增益下降。同時也說明回報路徑上的電阻Rf和Ri不能取得太小。如果電壓信号本身的内阻很小，這個時候就需要小心了，必須考慮外加的Ri來保證電流不過大。一般而言，這兩個電阻都在幾十K歐的量級，對應的電流大概是幾十uA。是以放大器的輸出級需要有上百uA的電流驅動能力。
是以，一般電路裡面用的普通二級運放，是不适合做反相放大使用的。特别是高增益的二級運放，很多時候兩級運放100u不到的電流就可以做到60dB的增益，但這個增益特别是輸出級的增益是靠很大的輸出阻抗得到的，一旦接反相電路，回報電阻會迅速拉低開環增益，導緻實際閉環增益和回報計算相比有出入。如果第一級增益有30~40dB，現象不會很明顯。但第一級增益如果不夠，現象就會很明顯。
以下是渣渣我同組一位老鐵的故事：這位老鐵做中頻濾波後的PGA，用的是經典的二級Miller補償運放，通過切換回報電阻實作可變增益。高增益模式下，回報電阻有幾十K，電路就可以正常work。但在低增益模式下，這位老鐵的回報電阻隻有3k，而原始設計為了低功耗的總體需要，隻提供了三四十uA的輸出級電流。如此一來，老鐵的PGA在仿低增益時發現電流完全被“抽幹”了。這位老鐵通過更改電阻值實作增益，但又應付不了PVT變化。原因很簡單，因為此時回報的作用削弱，電路的增益不完全靠電阻決定，和運放也有關。和這位老鐵經曆類似的還有另一位老鐵，某次設計比賽時做低通有源濾波器（結構同樣包含回報鍊路），比賽名額中功耗當然是評比環節，于是上來就把運放功耗壓得很低，結果同樣坑在了輸出級被抽幹上面。
由反相放大聯系到Miller補償。Miller補償是一個典型的反相放大。隻是這裡的電阻換成了電容。換成電容以後有什麼好處呢？很明顯低頻時這個電容不會抽後級的電流了。但頻率一旦增加，電容阻抗下降，這個抽電流的效果開始增加，展現的效果就是增益下降。和原電路相比，Miller電容的抽取效果相當于電路第二級的輸入阻抗下降了1+AF倍，考慮第一級輸出阻抗很大，F=1.是以MIiller電容放大了A倍和反相放大器回報輸入阻抗下降為Rf/(1+AF)是一緻的。但注意到電容的電流和電阻不一樣，電容的電流有滞後。這個滞後導緻兩個電流是不同相的，是以就會在頻響上産生零點，進而有了消零電阻、跟随器和共栅源節點注入等等技巧。