關于PWM話題，很多電源工程師工作中會遇到不同的問題。其實找到問題的根源，才能對症下藥。下面給大家分享幾篇不錯的文章，供大家學習~
一款三相PWM逆變器的主電路電源設計方案應用
随着電力電子技術的發展， 逆變器的應用已深入到各個領域， 一般均要求逆變器具有高品質的輸出波形。逆變器輸出波形品質主要包括兩個方面， 即穩态精度和動态性能。是以， 研究既具有結構和控制簡單， 又具有優良動、靜态性能的逆變器控制方案， 一直是電力電子領域研究的熱點問題。
随着國民經濟的高速發展和國内外能源供應的緊張， 電能的開發和利用顯得更為重要。目前， 國内外都在大力開發新能源， 如太陽能發電、風力發電、潮汐發電等。一般情況下， 這些新型發電裝置輸出不穩定的直流電， 不能直接提供給需要交流電的使用者使用。為此， 需要将直流電變換成交流電， 需要時可并入市電電網。這種DC- AC 變換需要逆變技術來完成。是以， 逆變技術在新能源的開發和利用領域有着重要的地位。
脈寬調制逆變技術
1、PWM 的基本原理
1. 1、PWM( Pulse Width Modulat ion) 脈寬調制型逆變電路定義： 是靠改變脈沖寬度來控制輸出電壓， 通過改變調制周期來控制其輸出頻率的電路。
1. 2、脈寬調制的分類：
1、以調制脈沖的極性分，可分為單極性調制和雙極性調制兩種;
2、以載頻信号與參考信号頻率之間的關系分， 可分為同步調制和異步調制兩種。
1. 3、( PWM) 逆變電路的特點： 可以得到相當接近正弦波的輸出電壓和電流， 是以也稱為正弦波脈寬調制SPWM( Sinuso idal PWM) .
1. 4、SPWM 控制方式： 就是對逆變電路開關器件的通斷進行控制， 使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不等的脈沖， 用這些脈沖來代替正弦波所需要的波形。按一定的規則對各脈沖的寬度進行調制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小， 也可改變輸出頻率。
2、PWM 電路的調制控制方式
2. 1、載波比的定義： 在PWM 變頻電路中，載波頻率f c 與調制信号頻率f r 之比稱為載波比， 即N= f c/ ff 。
2. 2、PWM 逆變電路的控制方式： 根據載波和調制信号波是否同步， 有異步調制和同步調制兩種控制方式： 一、異步調制控制方式。當載波比不是3 的整數倍時， 載波與調制信号波就存在不同步的調制。二、同步調制控制方式。在三相逆變電路中當載波比為3 的整數倍時， 載波與調制信号波能同步調制。
主電路的設計
本設計采用AC – DC – AC 方案。采用SPWM調制方式。圖1 為系統主電路和控制電路框圖。交流輸入電壓經過不控整流後得到一個直流電壓， 再經過全橋逆變電路得到交流輸出電壓。為保證系統可靠運作， 防止主電路對控制電路的幹擾， 采用主、控電路完全隔離的方法， 即驅動信号用光耦隔離， 回報信号用變壓器隔離， 輔助電源用變壓器隔離。
1、整流電路的設計
本設計運用的是三相橋式不可控整流電路。在交- 直- 交變頻器、不間斷電源、開關電源等應用場合中， 大都采用不可控整流電路經電容濾波後提供直接電源， 供後級的變換器、逆變器等使用。由于電路中的電力電子器件采用整流二極管， 故也稱這類電路為二極管整流電路。其電路圖如下所示：
圖2 三相橋式不可控整流電路
經計算二極管應選擇HFA70NH60 額定電壓600V， 額定電流70A ( 快恢複型) 。
2、逆變電路的設計
逆變與整流相對應， 是将直流電變成交流電。交流側接電網， 為有源逆變。交流側接負載， 為無源逆變。
本設計逆變電路采用電壓型三相橋式逆變電路， 其原理圖如圖3 所示。
圖3 電壓型三相全橋式逆變器結構圖
逆變電路中的開關器件均選用全控型器件--IGBT.IGBT 是MOSFET 與GTR 的複合器件， 是以它具有工作速度快、輸入阻抗大、驅動電路簡單、控制電路簡單、工作頻率較高、元件容量大等多項優點。
本設計中所選IGBT 管額定電壓為600V， 額定電流約為20A ， 是以， 應選取六隻600V， 20A 的IGBT管。IGBT 管型号為： IRGBC40F 額定電壓600V， 額定電流27A……
原文連結：https://www.dianyuan.com/article/25555.html
基于單片機與SPWM控制應急電源逆變電路設計
引言
随着社會發展，越是資訊化、現代化，就越依賴于電力，突然斷電會給人們正常的生活秩序和學習帶來影響，尤其對于生産、生活中特别重要的負荷，一旦中斷供電，将會造成重大的經濟損失。應急電源産品已成為很多重要場所必不可少的重要裝置，也是能夠最有效地解決停電事故和電力品質不穩定等問題的有效途徑，而逆變電路是應急電源的重要組成部分。逆變電路在應急電源中的作用是當市電斷電或發生異常時，将蓄電池提供的直流電壓逆變為三相交流電輸出，以保證重要負荷或裝置的正常運作。
目前，逆變電源大多采用正弦波脈寬調制(SPWM)技術，其控制電路大多采用模拟方法實作。模拟控制技術雖然已經非常成熟，但存在很多缺點如：控制電路的元器件多，電路複雜，體積較大，靈活性不夠等。本文設計了一種全數字化的三相PWM逆變電源，利用專用波形發生器與單片機連接配接産生逆變驅動信号SPWM波，設計中選用了單片機C8051F020控制和MITEL公司的SA4828晶片作為波形發生器。
逆變電路的結構與工作原理
圖1是逆變電路的構成。由蓄電池提供的直流電通過三相逆變電路變為交流電，其基波頻率是逆變電源的輸出頻率，該交流信号經過輸出變壓器隔離，再由低通濾波器濾去諧波，獲得負載所需的三相正弦交流電。
圖1 逆變電路的結構
在逆變電路中，逆變器及其控制是逆變電路的核心。逆變器的控制采用SPWM控制方式，本文利用SPWM波發生器和單片機實作對逆變器及輸出電壓的控制。由控制器産生的SPWM波控制開關器件的通斷，進而控制輸出電壓及其波形，并使輸出電壓穩定。
三相逆變器主電路設計
三相逆變器主電路如圖2所示，是由三相逆變橋、變壓器、濾波器組成。
逆變器開關器件采用6單元IPM智能功率子產品。LCR低通濾波器中電感L的作用是抑制高次諧波通過;電容C 為逆變器産生的高次諧波提供旁路;電阻R起阻尼作用，防止或抑制諧波的産生。在市電工作中斷或者不正常時，蓄電池電壓被加到直流總線上，通過由智能功率子產品組成的逆變器，然後通過由LCR組成的濾波器和三相功率變壓器，形成相電壓為220 V的三相正弦交流電給負載供電。三相逆變器的開關器件采用日本富士公司型号為PM100CVA60六單元IPM智能功率子產品，其耐壓可達600 V，集電極最大允許電流100 A，安全工作區較寬，驅動功率小、開關頻率高、飽和壓降低。另外該子產品還具有帶過流控制、濾波器體積小、噪聲低、易散熱、可靠性高等特點。子產品的驅動信号為正弦脈寬調制(SPWM)信号。
功率元件智能功率子產品IGBT-IPM是以功率器件IGBT為主體，同時把驅動電路、多種保護電路及報警電路等功能電路內建在同一子產品内的新型混合內建電路。用智能功率子產品作為電源的功率器件，可以簡化硬體電路的設計，縮小電源體積，更主要的是提高了系統的安全性和可靠性。在選用智能功率子產品IPM時，根據電壓和電流的定額選擇。功率元件的電流定額考慮(2～3)倍的安全裕量。計算電流時應滿足在輸入電壓波動為最低時仍能滿足輸出功率。根據給定的技術參數計算功率元件的最大輸出功率、額定電流值、額定電壓值，最終選用100 A/600 V的智能功率子產品，型号為PM100CVA60。
逆變控制器設計
控制電路的功能主要是産生SPWM驅動信号。SPWM是實作逆變器輸出交流電壓調節、減小輸出電壓諧波的一種控制方法。利用SPWM控制構成的逆變器調節性能好，調節速度快，可使調節過程中頻率和電壓相配合，以獲得好的動态性能，輸出電壓波形接近正弦。為了實作此功能及逆變電路的數字化，本文利用單片機和專用SPWM波形發生器SA4828內建電路構成逆變控制器。該種方法軟體程式設計簡單，應急電源對波形産生的處理時間少，并能保證波形具有較高精度，而且硬體連接配接簡單……
原文連結：https://www.dianyuan.com/article/25325.html
為LED驅動電路提供額外的PWM亮度控制方案
引言
典型應用中，通過序列槽向LED驅動器發送指令改變相應LED的寄存器值進行亮度調節。用于亮度控制的資料通常為4位至8位，對應于16至256個亮度等級;有些Maxim的LED驅動器的亮度控制則通過調整漏極開路LED端口的恒定吸入電流大小來實作。
該應用筆記讨論如何在LED恒流驅動器上加入PWM亮度調節，通過控制LED電源的通、斷調節亮度。也可以通過重新整理資料位仿真外部PWM亮度控制。内置PWM的LED驅動器也可以通過外部PWM實作亮度調節，隻要PWM信号的外部時鐘可以同步。
PWM仿真
按照一定周期向LED驅動器發送開/關控制信号，可以仿真PWM亮度調節的效果。因為LED資料接口的傳輸速率遠遠高于PWM信号的頻率，可以使用微控制器或FPGA (現場可程式設計門陣列)很容易地仿真PWM調光方式。PWM開關頻率、資料傳輸的時鐘頻率和PWM亮度等級之間的關系如式1所示：
其中，fCLOCK為資料接口的時鐘頻率，fPWM為PWM頻率，nPORT為控制端口數，nLEVEL為亮度等級。
在該項技術中，PWM仿真資料由控制器連續發送到LED的每個端口，每個端口1位。所有端口更新一次即為PWM的一個台階。從索引值1開始重複仿真PWM台階，直至索引值等于設定的亮度等級，形成一個PWM周期。例如，如果亮度等級為256，每個端口重新整理資料256次構成一個PWM周期。如果對應端口的亮度等級高于PWM仿真台階的索引值，資料為1;否則資料為零。隻要LED保持點亮狀态，則始終重複PWM仿真周期。
該PWM仿真控制可以由下列C程式實作：
PWM仿真技術适用于MAX6968和MAX6969。MAX6968為8端口LED恒流驅動器，資料接口傳輸速率可達25Mbps;MAX6969是MAX6968的16端口版本。利用這一方法可以實作16位或65，536級亮度控制，MAX6968的PWM頻率可以設定在47Hz，MAX6969的PWM頻率可以設定在24Hz。如果隻要求12位的亮度控制分辨率，對應的PWM頻率可以分别設定在752Hz和376Hz。PWM仿真技術無需對電路進行任何修改即可實作每個驅動口的亮度控制。
LED電源的開關控制
通過對LED電源進行開、關控制也可以實作LED的PWM亮度調節。圖1所示電路利用PWM控制電源為LED提供額外的亮度調節。微處理器向LED驅動器發送I²C指令産生PWM信号，PWM波形可以由軟體控制。這種方式适用于具有恒流LED端口，但沒有内部亮度調節功能的MAX6969，以及帶有可調節恒流LED端口的MAX6956。該方案通過一個半導體控制PWM信号的占空比，達到亮度調節的目的。LED亮度可由微處理器通過LED驅動器間接地控制，也可以由半導體直接控制。以MAX6956為例，恒流驅動與PWM占空比調節相結合，無需任何其它電路介入。
圖1. 采用PWM控制LED電源實作亮度調節
圖2所示電路采用MOSFET半導體作為開關器件，有助于提高效率。
利用下式計算外部半導體的功耗：
其中，tRISE為半導體的上升時間，tFALL為半導體的下降時間，T為PWM周期，tON/T為PWM亮度等級，I為LED總電流，RON為半導體的導通電阻。
式2給出了半導體開關損耗與導通損耗之和，開關損耗由開/關時間決定。當半導體閉合或斷開時，在半導體兩端電壓從零上升到VLED的過程中，或者是在反方向變化時，幾乎所有電流流過半導體。
使用高速開關半導體時，上升時間和下降時間通常為50ns。對于周期(T)為1/1000秒的PWM、LED電壓(VLED)為5.5V、LED總驅動電流為200mA時，半導體總功耗為：
若半導體導通電阻為0.1Ω，則半導體在最高亮度時的導通功耗為：
從式4可以看到，合理選擇高速開關半導體，能夠将損耗降至最小。
主要與各端口的分層控制
有些LED驅動器的PWM亮度控制可以通過主要與各端口之間的分層控制實作。例如，MAX6964、MAX7313、MAX7314、MAX6965、MAX7315和MAX7316。如圖3所示，各端口的PWM亮度控制波形重複多次。每重複一次相當于一次主機控制。由此，如果主機控制15級亮度調節，則控制波形重複15次。LED驅動器各端口的控制信号決定了波形的占空比。主要信号決定控制波形的重複次數。比如：某個端口的占空比為3/16，主要設定為4/15。波形的導通時間占整個周期的3/16，波形在全部15個時隙的前4個時隙重複……
原文連結：https://www.dianyuan.com/article/25211.html
一款基于PWM技術的A/D轉換電路的設計與實作
引言
對測控現場的被測模拟信号的處理一般常用A/D或V/F轉換技術，兩種方法各有特點：A/D轉換技術一般用于被測信号速率較高，但幹擾不是太嚴重的場合，而V/F轉換技術由于具有較強的抗幹擾性且便于實作信号的遠傳和隔離，是以往往用于現場的幹擾較為嚴重、且信号傳輸距離較遠的場合。但由于V /F變換的采樣速率較低，在對分辨率、采樣速率和抗幹擾性要求都較高時，則采用V/F轉換技術往往也難以滿足采樣要求。盡管A/D轉換的采樣速率較高，但由于其抗幹擾性較差，進而使系統的可靠性、穩定性和測試精度都會受到影響，有時甚至無法正常工作。
本文提出一種采用PWM技術的新型的高性能模數轉換器的設計方法，利用MCU内部的定時器，結合改進的逐次逼近的對分試探算法，隻須采用普通元器件即可設計出具有高分辨率的，以實作對模拟電壓的測量，通過實驗證明該設計能夠達到較高的精度和分辨率，電路簡單、可靠、成本低、傳輸信号線少，便于遠傳或隔離，抗幹擾能力強，具有較好的應用價值。
基于PWM技術的A/D轉換工作原理及接口電路設計
一般模數轉換包括采樣、保持、量化和編碼四個過程。采樣就是将一個連續變化的信号x (t) 轉換成時間上離散的采樣信号x (n) 。通常采樣脈沖的寬度tw 是很短的，故采樣輸出是斷續的窄脈沖。要把一個采樣輸出信号數字化，需要将采樣輸出所得的瞬時模拟信号保持一段時間，這就是保持過程。量化是将連續幅度的抽樣信号轉換成離散時間、離散幅度的數字信号，量化的主要問題就是量化誤差。編碼是将量化後的信号編碼成二進制代碼輸出。這些過程有些是合并進行的。例如，采樣和保持就利用一個電路連接配接完成，量化和編碼也是在轉換過程同時實作的，且所用時間又是保持時間的一部分。
PWM即脈沖寬度調制，PWM信号是一種周期(T)固定、占空比變化的數字信号。當對其進行積分或低通濾波後，便可獲得與其脈沖寬度呈正比的模拟電壓，于是将該電壓作為試探值與被測模拟量進行比較便可獲得與被測模拟量相對應的PWM值或數字量。
本設計是利用定時器産生PWM脈沖輸出信号，利用比較器作為試探結果狀态标志，采用改進的逐次逼近試探算法來實作對被測模拟量的A/D變換。由于一般單片機内部都有定時器，是以可直接利用片内定時器來産生 PWM信号即可，本設計采用的是MSP430單片機，由于其内部的定時器A具有比較/捕獲功能，且内部具有多個捕獲/比較器：CCR0--CCRn，是以利用這種功能可更友善的産生信号，進而實作A/D轉換。PWM波形的産生是利用定時器A輸出模式中的“複位/置位”模式。例如可利用其中的捕獲/比較器CCR0來控制PWM的周期，而用CCR1通道控制PWM的占空比，進而可友善的獲得PWM信号，如圖1所示“複位/置位”模式輸出示意圖。
由圖1可知，隻要改變CCR1和CCR0的值就可以改變輸出波形的脈沖寬度和脈沖周期，例如，以CCR0信号作為脈沖周期控制，當CCR1的值改變時即可改變PWM信号的脈沖寬度或占空比，輸出信号就是PWM信号。如圖2所示。
若PWM信号的占空比随時間變化，那麼經過低通濾波後的輸出信号将是幅度變化的模拟信号，是以通過控制PWM信号的占空比，就可以産生不同的模拟信号。本設計中，采用MSP430單片機的定時器A的CCR0來控制周期，采用CCR1來控制占空比，進而産生所需要的PWM信号。
采用PWM技術的A/D轉換電路設計如圖3、4所示。A/D轉換通過MSP430單片機的内部定時器A産生的PWM信号，通過P23口輸出，經過兩級RC低通濾波後得到與其對應的模拟信号，然後通過運算放大器構成的電壓跟随器進行阻抗變換後，作為試探值送電壓比較器LM393的一端，在比較器的另一端接入被測模拟量，兩信号在比較器中進行比較，通過檢測比較器的輸出電平狀态即可反映出試探值的大小，由比較器的輸出狀态調整PWM信号的占空比，産生下一次PWM信号的輸出，于是通過不斷的試探并修正PWM信号的占空比即可使試探值接近或等于被測量，則此時的脈沖值即為被測量的A/D轉換值，可以達到16位的轉換精度。
另外，由原理圖4可知，由于整個電路比較簡單且該轉換器與系統的連接配接隻有兩條信号線：即PWM信号輸入線和用于将試探值與被測模拟量進行比較的比較器信号輸出線，是以在進行抗幹擾隔離時将很容易實作，而在采用普通A/D轉換器的電路中進行抗幹擾隔離時則要麻煩的多。
微控制器MCU的選型
為友善使用和操作，本設計不但設計簡單，而且功耗要低，是以經多方面綜合、對比決定采用TI公司的具有SOC特點的MSP430系列MCU，這是一種超低功耗的16位混合信号控制器，其内部內建了大量的外圍子產品和溫度傳感器，特别适用于電池供電的手持式裝置或需要對環境溫度進行補償的測試儀器。
MSP430單片機采用最新的低功耗技術，工作在1.8～3.6V 電壓下，有正常工作模式( A M ) 和4 種低功耗工作模式;在最小功耗模式下其工作電流僅為0.1μA，而且可以友善地在各種工作模式之間切換。它的超低功耗性在實際應用中， 尤其是在電池供電的便攜式裝置中表現尤為突出。在系統初始化後便進入待機模式，當有允許的中斷請求時，CPU 将在6μs的時間内被喚醒， 進入活動模式，執行中斷服務程式。執行完畢，在RETI 指令之後，系統傳回到中斷前的狀态，繼續低功耗模式。
本設計所采用的是MSP430F1232微控制器，具有非常高的內建度，除内部帶有具有PWM功能的定時器外，片内還內建了10通道的1 0位A / D轉換、溫度傳感器、USART、看門狗定時器、片内數控振蕩器DCO、大量的具有中斷功能的I/O 端口、大容量的片内Flash 和RAM 以及資訊Flash 存儲器。其中的16位定時器A中帶有3個捕獲/比較通道，内部的Flash 存儲器可以實作掉電保護和軟體更新。由此采用MSP430單片機作為該設計的處理器，不但可簡化系統電路設計、縮短開發周期，降低系統功耗，還可利用其内部內建的溫度傳感器，友善的對被測模拟量進行溫度補償，進而使系統的測試精度得以提高。
A/D 轉換分辨率分析及主程式設計
由于采用PWM技術的A/D轉換器的分辨率取決于控制PWM脈沖占空比的定時器的計數值位數或字長，是以可通過改變定時器計數位數來改變A/D 轉換的分辨率，而MSP430單片機的内部定時器A中的計數器字長為16位，是以其PWM信号占空比的調整範圍為0～216-1，于是當系統定時器的計數器字長為16位時，采用PWM技術的A/D轉換器的最大分辨率可達16位。由于單片機内部的16位定時器采用晶振作為内部計數器的工作時鐘，是以其定時精度一般都較高，且其計數值與PWM脈沖占空比成嚴格的線性關系，輸入脈沖精确，是以A/D轉換的線性度和精度較好，線性度誤差小于1%。轉換速率與分辨率和選取的PWM信号的周期有關，分辨率越高，轉換時間越長，但同采用V/F方式相比較，轉換速度要快的多。
為了能夠縮短試探時間提高在高分辨率下的采樣速度，采用改進的逐次逼近的對分試探法使得試探值能夠迅速逼近被測模拟量。正常的對分試探法是每次試探開始時，首先将最大計數值的一半(即字長對分值)作為試探初值并将其轉換成PWM信号輸出，相當于輸出1:1占空比的PWM脈沖信号，然後測試比較器的狀态，以确定目前試探值的大小，若試探值小于被測模拟量，則保留目前試探值，否則去掉，然後再将剩餘值的一半(即：剩餘對分值)作為新的增量與上次保留值相加後産生新的試探值并将其轉換成PWM脈沖信号輸出，再測試比較器的狀态，若大于被測模拟量，則去掉目前增量，否則保留，随後每次的輸出都将剩餘對分值作為增量進行試探，一直持續的試探下去，直到試探完與分辨率相當的次數，例如：實作具有16位分辨率的A/D轉換就要試探16次。
由于該方法在采樣時無論目前采樣值試探值多麼接近被測值，其每次采樣的試探次數都相同，為減小試探次數提高采樣速率，在本設計中采用了一種改進的逐次逼近試探算法，可大大減少試探次數，其具體實作的方法是：當第一次試探完并獲得采樣值後，保留目前采樣值，不再以剩餘對分值作為新的增量，而是以最小值作為初次增量(即：将最低位置1，可将其看作權值)，與上次保留值相加并轉換成PWM信号輸出，通過測試比較器輸出确定目前增量值是否需要保留，若試探值小于被測模拟量，則保留目前試探值，否則去掉。
若需要增大試探值時，則可将權值左移一位再與上次試探值相加，以形成新的試探值，這樣可以使逐次逼近試探值總處在跟蹤試探狀态，進而大大減少了試探次數。由于在實際測試過程中被測模拟量一般很少有突變情況發生，大都處在緩變增加或緩變減小狀态，是以采用這種改進的逐次逼近的試探算法，将會有效的提高A/D轉換器的采樣速率……
原文連結：https://www.dianyuan.com/article/25142.html
一款全橋逆變單極性的SPWM控制方式過零點振蕩
摘要：
單極性全橋逆變相對于雙極性逆變損耗低，電磁幹擾少，單極性SPWM更适用于逆變控制，但該控制方式存在一個過零點振蕩。介紹了單極性逆變中的雙邊 SPWM的控制方法，分析了這種控制方法在正弦波電壓過零點附近的振蕩現象，提出一種解決過零點振蕩的方案，并經實驗驗證。
引言
目前衆多電源應用領域對交流電源的要求越來越高，傳統的電網直接供電方式在很多場合已無法滿足要求，是以，需要對電網或者其他能源處理後逆變輸出。高品質的逆變電源已經成為電源技術的重要研究對象。全橋架構又是逆變器中非常重要的架構。全橋逆變控制方式主要分為雙極性控制方式和單極性控制方式。雙極性控制是對角的一對開關為同步開關，橋臂上下管之間除死區時間外為互補開關，控制相對簡單，但是它的開關損耗高，存在很大的開關諧波，電磁幹擾大，而單極性控制可以很好地解決這些問題。
全橋逆變器單極性控制僅用一對高頻開關，相對于雙極性控制具有損耗低、電磁幹擾小、無開關頻率級諧波等優點，正在取代雙極性逆變控制方式。但由于控制環路的延時作用，單極性控制方式的逆變器仍然受一個問題的困擾，即在過零點存在一個明顯的振蕩。單極性控制方式又包括單邊方式和雙邊方式，雙邊方式相對于單邊方式在抑止過零點振蕩方面有一定優勢，但仍然無法做到過零點的平滑過渡。為了提高逆變器的輸出波形品質，本文分析了，單極性雙邊控制方式，分析了其振蕩産生原因，并介紹一種解決過零點振蕩的方案。
主電路拓撲
單極性SPWM逆變器如圖1所示，由2組橋臂構成，一組橋臂(S3，S4)以高頻開關工作頻率工作，稱為高頻臂；另一組橋臂(S1，S2)以輸出的正弦波頻率進行切換，稱為低頻臂。
單極性雙邊SPWM控制方式
單極性逆變有兩種産生SPWM的方法，分為單極性單邊SPWM控制方式和單極性雙邊SPWM控制方式，在單極性雙邊SPSM控制方式中，給定的載波信号按正弦方式變化，三角調制波信号，當輸出電壓為正時三角波為正，輸出電壓為負時三角波為負，如圖2所示。高頻臂上管S3的開關由載波與調制波相比較決定，載波幅值大于調制波則開通，載波幅值小于調制波則關斷，除去死區時間，高頻臂上管S3與高頻臂下管S4的開關完全互補。這樣即可得到SPWM規律的高頻臂開關信号，實作逆變器的正弦波輸出。
過零點振蕩分析
圖3為雙邊SPWM控制方法在過零點附近的SPWM示意圖。圖中E1理論上為跟基準(電壓波形)同相位的誤差信号，由于在電壓環和電流環兩個環節中存在積分環節，實際的誤差信号E2會與基準信号相差一個相位。圖3中SPWM1是理論上的高頻臂上管(S3)的驅動信号，SPWM2則是實際的高頻臂上管 (S3)的驅動信号。
1)to～t1區間 由圖3可以看到，在to～t1.區間，由于給定的低頻臂信号為高電平l，對應主電路低頻臂下管(S2)導通，圖3中SPWM對應的高頻臂上管(S3)的驅動信号，當誤差信号(E1或E2)大于三角波，比較器輸出高電平，小于則輸出低電平，以此獲得SPWM1或SPWM2。由圖3可以知道在to～t1區間，輸出正弦波由正逐漸變為O。由于E2滞後于理想的誤差信号E1，，在t1時刻正半波向負半波轉變時E2會大于E1，造成的影響就是過零點附近實際的占空比SPWM2要大于SPWM1。理論上此時的正弦波輸出逐漸減小到零，到零後再進行低頻臂的切換，而事實上并不是降到零就會進行低頻臂的切換。
2)t1"t2區間 實際的輸出誤差信号E2滞後于E1一個相位，在該相位内，誤差信号E2為正，始終大于調制波信号，是以高頻臂上管(S3)始終開通，下管(S4)始終關斷。
在該時段内，SPWM偏離了正弦波調制的規律，是以輸出也就無法維持正弦波規律。這個時段與控制環的參數有關，一般在數百μs左右，表現為正弦波在過零點有一個振蕩。 4 過零點振蕩的觀察結果 以一個單極性雙邊SPWM控制的110v/25Hz逆變器為例。電流環的輸出如圖4所示，在過零點處有一個很明顯的振蕩。将該振蕩展開，如圖5所示，CHl為電流環輸出，CH2為低頻臂信号。
可見在低頻臂切換後，電流環的輸出會有一個過沖，這個過沖會達到運放的飽和值，持續時間 100"200μs。這個控制信号過沖在逆變輸出中的表現為過零點有一個過沖，從正向到負向的切換表現為向下的過沖，負向到正向的切換表現為一個向上的過沖，大為影響了輸出波形的平滑性。逆變輸出過零點的觀察結果如圖6。過沖的峰值達到了22V，相對于110V的峰值電壓156V，擾動相對值為14%。由實驗觀察可以比較出，電壓環在低頻臂切換點的響應很微弱，不足以造成大的振蕩。由于電流環則因為其快速反應的特性，出現了飽和現象，而電流環的輸出直接送至PWM發生器，是以會直接反映在逆變器的輸出上。
解決方案
由上面的分析可知，對于單極性SPWM全橋逆變器，由于它的電流環和電壓環都存在積分環節，是以，誤差信号相對于給定信号不可避免存在一個延遲，這個延遲在非零點附近不會對系統的輸出造成影響。但是，在過零點附近，由于單極性SPWM需要換向，積分環節的延遲就會造成一個振蕩。這是由控制系統本身缺陷所緻，若要消除該振蕩，就需要改進控制系統，以消除積分環節延遲的影響。 圖7所示為電流環積分電容上的電壓，在低頻臂切換後出現了一個過沖。
這是因為在切換點電流環的快速切換，需要運放在大約100"200μs裡傳遞一個較大的能量，而積分電容吸收了這部分能量，造成運放的輸出端不能快速地跟蹤這個轉換。是以，如果在切換點使電流環在約1001μs的時段内由積分環節變為比例環節，将會有效地避免這個充放電過程，進而避免丁運放輸出點的過沖，也避免了逆變器過零點的振蕩……
原文連結：https://www.dianyuan.com/article/25096.html
一種基于PWM技術的孤立逆變電源電路設計方案
基于Matlab軟體平台，采用雙環控制政策設計的逆變源，利用Matlab-Simulink-SimPowerSystEMS的工具箱進行模組化仿真，驗證了本文所設計方案的可行性和有效性。
随着太陽能、風能等可再生能源的發展，分布式發電以其環境污染少、能源綜合使用率高、供電可靠等優點，逐漸成為了各國家競相研究的熱點，在美國、歐洲等技術成熟的國家和地區，以将其廣泛應用在微電網中。逆變電源作為一種有效的電力供應源，成為了微電網的重要組成部分，并在微電網的研究和實施中得到了廣泛的應用。
本文設計的基于PWM 的孤立逆變電源，其控制模型采用電壓外環和電流内環雙環控制政策，電壓外環和電流内環均采用PI控制方式。應用Matlab軟體建立實驗模型進行仿真，通過仿真驗證了控制系統設計方案的合理性，以及雙環控制政策的應用效果，分析仿真結果證明了系統設計方案的合理性和有效性。
PWM逆變器的電路結構和工作原理
在交-直-交變頻器中，通常要求直流電路采用可控矽整流電路，如圖1(a)所示。逆變輸出的電壓Uo 的大小可以通過改變Ud 的大小來控制。通過對逆變器觸發電路頻率的控制，可以改變輸出電壓Uo 的頻率。但是，這種變頻電路存在有缺陷：如果輸出的交流電壓為含有較多諧波的矩形波，這無論是對負載或是交流電網都是不利的；如果輸出功率用相控方式來調節，就會使輸入功率因數降低，同時由于有濾波大電容存在于中間直流環中，使得調節輸入功率時慣性較大，系統響應緩慢。
為解決上述缺陷，可以采用如圖1(b)所示的變頻電路。這種電路通常稱為PWM(Pulse Width Modula-tion)型變頻電路，其基本的工作原理是對逆變電路中開關器件的通斷進行有規律的控制，使輸出端得到等幅不等寬的脈沖列，并用這些脈沖列來替代正弦波。按要求的規則對脈沖列的各脈沖寬度進行調制，既可改變電路輸出電壓的大小，又可以改變輸出電壓的頻率。
孤立逆變源雙環控制政策
如圖2 所示，為設計的基于PWM 孤立逆變源的電壓電流雙環控制原理圖。控制外環為電壓控制環，電壓Vabc 的回報值由測量子產品2測得，并與給定的參考值進行比較，誤差信号經過PI控制器調節後作為電流内環基準;控制内環為電流控制環，由測量子產品1測得的回報的電流值Iabc1 與電流基準進行比較産生的誤差信号，經過PWM發生器離散化之後産生PWM控制信号。
PI控制器是具有比例-積分控制規律的控制器，其框圖如圖3 所示，其控制規律是指控制器的輸出信号u(t)既反映輸入信号 e(t)，又反映 e(t)對t的積分……
原文連結：https://www.dianyuan.com/article/24943.html
意猶未盡，檢視更多精彩文章→→https://www.dianyuan.com/eestar/
更多精彩内容→→
【值得閱讀】六篇關于PWM的文章快速解除疑惑
全面剖析PWM技術要點，讓你一口氣看懂
反激就是這麼回事，你入門了嗎？
反激→就是這樣的過程，搞不懂的快來GET
想快速學EMC，以下六篇文章足矣，建議收藏
讀懂這八篇文章，想不懂PWM都難
PWM不過如此，你還在為PWM發愁？
搞懂這六篇文章，PWM SO EASY