第3章 5G NR 基礎參數及接入設計
3.2 接入設計
3.2.1 概述
3.2.3 下行同步信道及信号
2．同步廣播塊
同步廣播塊（SSB，Synchronization Signal/PBCH Block）的基本結構如圖 3.7 所示。
一個同步廣播塊在時域上占 4 個 OFDM 符号，
頻域上占 20 個實體資源塊（PRB，Physical
Resource Block）或 240 個資源元素（RE，
Resource Element）。同步廣播塊内的各個實體
信号及實體信道使用相同的子載波間隔。一個同步廣播塊包含主同步信号（PSS，Primary Synchronization Signal）、輔同步信号
（SSS，Secondary Synchronization Signal）、實體廣播信道（PBCH，Physical Broadcast Channel）及其解調參考信号（ DMRS ， DemodulationReference Signal）。PSS 和 SSS 分别使用同步廣播塊内的第 1 個和第 3 個 OFDM 符号。在頻域上，PSS 和 SSS 占用同步廣播塊的中間144 個 RE。PBCH 和其 DMRS 占用同步廣播塊的第 2、3、4 個 OFDM 符号，其中第 2
和第 4 個 OFDM 符号全部被 PBCH 占用。在 3 個 OFDM 符号上，PBCH 與 SSS 頻分複用，占用同步廣播塊兩邊各 4 個 RB。需要注意的是，同步廣播塊内沒有被 PSS，SSS，PBCH 及其 DMRS 使用的 RE 也不能用于傳輸其他信号或信道。
NR 為了降低小區搜尋時間，讓多個載波可以共享同一個同步信号，在 PBCH 的資訊中引入了同步廣播塊子載波偏移邊界偏移量（kSSB，見表 3.5 第三行），即 NR 系統的同步廣播塊的 RB 邊界不一定與載波的 RB 邊界對齊，會偏移 kSSB 個子載波。當同步
廣播塊使用 15kHz 或 30kHz 子載波的時候（載波頻率小于 6GHz）， SSB { } ... k ∈ 0, 1, 2, , 23 ，需要 5bit；當同步廣播塊使用 120kHz 或 240kHz 子載波的時候（載波頻率大于 6GHz），SSB { } ... k ∈ 0, 1, 2, , 11 ，需要 4bit。高低頻的差異主要來自于：當載波頻率小于 6GHz 的時候，同步廣播塊的子載波間隔可能小于初始接入帶寬的子載波間隔（比如同步廣播塊的子載波為 15kHz，初始接入帶寬的子載波為30kHz），此時需要在兩個同步廣播塊的 RB 範圍内訓示子載波偏移（{0~23}）。當載波頻率高于 6GHz 的時候，同步廣播塊的子載波間隔永遠大于或等于初始接入帶寬的子載波間隔，僅需要在 1 個同步廣播塊
的 RB 範圍内訓示子載波偏移（{0~11}）。綜合來看，通過廣播塊子載波偏移邊界偏移量的引入，可以在一定程度上減少初始同步時同步栅格上頻點的數量，降低終端開機搜尋複雜度。
3．主同步信号
主同步信号使用 3 條長度為 127 的 m 序列，訓示 (2) NID （定義見 3.2.2 節）的三個取值。主同步信号序列的生成公式為
主同步信号的檢測是小區搜尋過程中複雜度最高的檢測過程，使用多條主同步信号序列無疑會增加小區搜尋的複雜度。但同時，在實體小區 ID 數量一定的條件下，增加主同步信号序列的數量可以降低輔同步信号序列的數量，提高輔同步信号的檢測性能。在權衡了複雜度和整體檢測性能之後，3GPP 選擇使用 3 條主同步信号序列。
在時域上，主同步信号映射在同步廣播塊的第 1 個 OFDM 符号上。頻域上，主同步信号從同步廣播塊的第 57 個子載波（子載波 0 為第 1 個子載波）開始映射 dPSS(0)，一直映射到第 183 個子載波［對應 dPSS(126)］，總共占用 127 個子載波。與 LTE 不同，主同步信号映射過程中并不會繞開直流子載波。
與 LTE 使用 ZC（Zadoff Chu）序列系統不同，NR 使用 m 序列。這主要是由于在存在時偏和頻偏的情況下，相對于 m 序列而言，ZC 序列的相關函數存在較大的旁瓣（如圖 3.8 和圖 3.9 所示），影響檢測性能。
4．輔同步信号
輔同步信号使用 336 條長度為 127 的 gold 序列，訓示
（定義見 3.2.2 節）。序列的生成公式為
在時域上，輔同步信号映射在同步廣播塊的第 3 個 OFDM 符号上。頻域上輔同步信号從同步廣播塊的第 57 個子載波（子載波 0 為第 1 個子載波）開始映射 dSSS(0)，一直映射到第 183 個子載波［對應 dSSS(126)］，總共占用 127 個子載波。與 LTE 不同，輔同步信号映射過程中并不會繞開直流子載波。
SSS 一共有 1008 條序列，其中每一個主同步序列對應 336 條。SSS 的 gold 序列由 2個生成多項式産生。第一個生成多項式産生 9 條序列，其中 m0 與 PSS 序列[即 (2) N ID ]有關，其目的是為了降低小區 ID 檢測錯誤的機率，比如 UE 可以收到來自小區 1 和小區 2 的同步信号。小區 1 和小區 2 的 (1) NID 分别為 N11 和 N12， (2) N ID 分别為 N21 和 N22。如果 SSS的序列與 PSS 無關，則 UE 可能通過 PSS 檢測出 N11，通過 SSS 檢測出 N22，而 N11和 N22 組合得到的 Cell ID 不是任何一個目前的目的小區，即出現小區 ID 檢測錯誤的問題。另外，相鄰 m0 之間的內插補點為 5，其目的是為了在有殘留頻偏的情況下，降低 SSS 序列之間的相關性（如圖 3.10 所示）。第二個生成多項式産生 112 條序列。
5．實體廣播信道
實體廣播信道的傳輸時間間（TTI,Transmission Time Interval）為 80ms，采用 Polar編碼。實體廣播信道在同步廣播塊内的時、頻位置如圖 3.7 所示，其承載的資訊如表 3.5所示。
NR 的 PBCH 采用 2 級加擾機制。對于第一級加擾，在第一個無線幀，系統将對每個 SSB 的擾碼序列分别進行初始化。在 80ms 的 PBCH TTI 内，無線幀 0，2，4，6 上的PBCH 分别使用同一條擾碼序列的連續 4 段。無線幀 1，3，5，7 分别與無線幀 0，2，4，6 使用相同的擾碼序列。當接收機合并來自無線幀 0，2，4，6（或者無線幀 1，3，5,7）
上 PBCH 的信号時，這種加擾方式可以抑制相鄰小區的幹擾，提高合并的性能。
對于第二級加擾，在一個同步廣播塊集合内，連續的 4 個（當同步廣播塊集合包含4 個 SSB 時）或 8 個（當同步廣播塊集合包含 8 個或 64 個 SSB 時）SSB 的 PBCH 分别使用同一條擾碼序列的連續 4 段或 8 段。當接收機合并連續的 4 個或 8 個 SSB 的 PBCH信号時，這種加擾方式可以抑制相鄰小區的幹擾，提高合并的性能。
在每一個 PBCH 的 PRB 内，有三個 RE 用于 PBCH 的 DMRS。不同小區之間可以進行頻域偏移（如圖 3.11 所示），用于降低不同小區之間的幹擾。
實體廣播信道的 DMRS 最多可以承載 3bit的同步廣播塊索引。當同步廣播塊集合包含 4個或 8 個同步廣播塊的時候，同步廣播塊索引完全通過 PBCH 的 DMRS 訓示。當同步廣播塊集合包含 64 個同步廣播塊的時候，需要6bit 訓示同步廣播塊索引，其中，低位 3bit 索引通過 PBCH 的 DMRS 訓示，高位 3Bit索引通過 PBCH 訓示。
6．其他系統資訊傳輸
在檢測到 PBCH 之後，終端已經完成了下行同步。在進行上行同步之前，終端需要進一步接收SIB1（System Information Block Type1）消息，獲得與上行同步相關的配置資訊。SIB1 消息在 PDSCH 中傳輸，并通過 PDCCH 進行排程，且 PDSCH 的資源配置設定範圍在初始 BWP 的頻率範圍内。本章重點闡述 SIB1 和排程 SIB1 的 PDCCH 實體資源配置設定，SIB1 及其他系統消息内容在 8.2.1 節第 2 部分進行介紹。
（1）SIB1 的 PDCCH 時、頻域資源配置設定
SIB1 對應的 PDCCH 映射在 type 0-PDCCH 公共搜尋空間（CSS，Common SearchSpace，見 6.1.1 節）内。頻域上，Type 0-PDCCH 公共搜尋空間映射在控制資源集合 0中（CORESET 0，Control Resource SET 0），且控制資源集合 0 的頻率範圍（頻域位置和帶寬）與初始 BWP 完全相同。PBCH 中承載的信令“pdcchConfigSIB1”的低位 4bit訓示了 type 0-PDCCH CSS 的配置，高位 4bit 訓示了 CORESET0 的配置。其中，CORESET0的配置如下。
- SSB 與 CORESET0 複用的模式類型。
- CORESET0 占用的 PRB 數。
- 用于 CORESET0 的 OFDM 符号數。
- 頻域上 SSB 下邊界與 CORESET0 下邊界的偏差（以 RB 為機關）。type 0-PDCCH CSS 的配置如下。
- 參數 O 和 M 的取值（僅用于模式 1）。
- 搜尋空間第 1 個 OFDM 符号的索引。
- 每個 slot 内搜尋空間的數量（僅用于模式 1）
與 SSB 一樣，SIB1 也需要覆寫整個小區。是以，SIB1 的 PDCCH 與 PDSCH 也需要像 PBCH 或“同步廣播塊”一樣進行波束掃描。同步廣播塊集合中的每一個“同步廣播塊”對應一個控制資源集合 0，且使用相同的波束方向（存在 QCL 關系，QCL 定義見 5.7 節）。SSB 與 CORESET 0 之間存在 3 種映射關系（模式 1-3），如圖 3.12 所示
模式 1 可用于載頻小于 6GHz 和大于 6GHz 的情況（且小于 52.6GHz）。在這種模式中，SSB 與 CORESET0 可以映射在不同的 OFDM 符号上，且 CORESET0 的頻率範圍需要包含 SSB。CORESET0 配置信令（“pdcch-ConfigSIB1”的高位 4bit）用于配置模式 1 中 CORESET 的頻帶下邊界與 SSB 頻帶下邊界的偏差（以 RB 為機關）。
一個 SSB 的 type 0-PDCCH CSS 在一個包含 2 個連續時隙的監測窗（MonitoringWindow）内，監測窗的周期為 20ms。SSB 的索引 i 與其對應的監測窗的第 1 個時隙的映射關系為
其中，n0 為 type 0-PDCCH CSS 監測窗的第 1 個時隙在一個無線幀内的索引（注：當
，映射在 20ms 的第一個無線幀，否則為映射在
20ms 的第二個無線幀）；參數 M，O 通過 PBCH 信令 pdcch-ConfigSIB1 中的低位 4bit訓示。參數 M 控制了 SSB_i 與 SSB_i+1 的監測窗的重疊程度，包括完全不重疊（M=2），重疊 1 個時隙（M=1），完全重疊（M=1/2，如圖 3.13 所示）三種情況。重疊監測窗的設計可以一定程度上降低波束掃描的資源開銷。參數 O 用來控制第 1 個 SSB 的監測窗的起始位置，用于避免 type 0-PDCCH CSS 監測窗與 SSB 的沖突。當載頻小于 6GHz的時候，O 可以取{0, 2, 5, 7}，當載頻大于 6GHz（且小于 52.6GHz）的時候，O 可以取{0, 2.5, 5, 7.5}。
模式 1 中，由于 CORESET0 的頻帶範圍包含 SSB 的頻帶範圍，CORESET0 的頻帶下邊界總是低于或者等于 SSB 的頻帶下邊界，具體 CORESET0 的頻帶下邊界與 SSB 頻帶下邊界的偏差（以 CORESET0 子載波間隔對應的 RB 為機關）在“pdcch-ConfigSIB1”的高 4 位比特中訓示。
模式 2 僅用于載頻大于 6GHz 的情況，且僅支援兩種 SSB 與 PDCCH（或 CORESET0）的子載波組合，即<120kHz，60kHz>和<240kHz，120kHz>。這兩種子載波組合下，SSB與 CORESET0 的複用關系以及 CORESET0 包含的 OFDM 符号數如圖 3.14 所示。具體來看，在<120kHz，60kHz>下，type 0-PDCCH CSS 和與其關聯的 SSB 位于相同無線幀的相同時隙内，且當 SSB 索引為 i = 4k，i = 4k+1，i = 4k+2，i = 4k+3 時，相關聯的 type0-PDCCH CSS 的第一個 OFDM 符号索引分别為 0，1，6，7；在<240kHz，120kHz>下，
type 0-PDCCH CSS 和與其關聯的 SSB 位于相同無線幀内，當 SSB 索引為 i = 8k，i = 8k+1，
i = 8k+2，i = 8k+3，i = 8k+6，i = 8k+7 時，type 0-PDCCH CSS 和與其關聯的 SSB 位于相同時隙，且第一個 OFDM 符号索引分别為 0，1，2，3，0，1，當 SSB 索引為 i = 8k+4，i = 8k+5時，type 0-PDCCH CSS 位于與其關聯的 SSB 的後一個時隙，且第一個 OFDM 符号索引分
别為 12，13。上述時隙與 OFDM 符号是 CORESET0 子載波間隔下的時隙與 OFDM 符号。
模式 3 僅用于載頻大于 6GHz 的情況，且僅支援 1 種 SSB 與 PDCCH（或 CORESET0）的子載波間隔組合，即<120kHz，120kHz>組合。CORESET0 與 SSB 頻分複用，時間上占用 SSB 的前兩個 OFDM 符号。具體來看，type 0-PDCCH CSS 和與其關聯的 SSB 位于相同無線幀的相同時隙内，且當 SSB 索引為 i = 4k，i = 4k+1，i = 4k+2，i = 4k+3 時，相關聯的 type 0-PDCCH CSS 的第一個 OFDM 符号索引分别為 4，8，2，6。
模式 2 與模式 3 中，CORESET0 的頻帶下邊界與 SSB 頻帶下邊界的偏差（以 RB 為機關由“pdcch-ConfigSIB1”的高位 4 比特訓示，其中，偏內插補點為“負”代表 CORESET0的頻帶下邊界高于 SSB 頻帶下邊界，偏內插補點為“正”代表 CORESET0 的頻帶下邊界低于SSB 頻帶下邊界。
（2）SIB1 PDSCH 的時、頻域資源配置設定
正常的 PDSCH 使用 RRC 配置的時域資源配置設定表格，由 PDCCH 訓示表格中的索引進行時域資源配置設定。但是由于 UE 在接收 SIB1 PDSCH 的時候，RRC 連接配接還沒有建立，是以需要定義預設的時域資源配置設定表格。CORESET0 與 SSB 的複用的 3 種模式分别對應三個預設時域資源配置設定表格。它們在設計的時候，主要考慮如下因素。
- 4bit 訓示開銷限制每個表格中最多定義 16 種時域資源配置設定圖樣。
- 錯開 Type0-PDCCH CSS 時域位置。
- 與 LTE-CRS 的共存（僅需要在 6GHz 以下考慮 NR 與 LTE 共存，該頻段範圍僅支援第一種 CORESET0 與 SSB 複用的模式。是以，隻需要在模式 1 對應的 PDSCH 時域資源配置設定表格中考慮與 LTE CRS 共存的問題）。
模式 1 對應的預設時域資源配置設定表格如表 3.6 所示。其中，Type A 表示基于時隙的PDSCH 映射，Type B 表示基于非時隙的 PDSCH 映射，K0 為下行配置設定定時（PDCCH 與PDSCH 間隔，以時隙為機關，0 表示 PDCCH 與 PDSCH 在同一個時隙内），S 表示 PDSCH的起始 OFDM 符号索引，L 表示 PDSCH 持續的 OFDM 符号數量。
圖 3.15 給出了模式 2 中組合條件下時域資源配置設定的例子。在這個例子中，同步廣播塊（SSB）使用 120kHz 子載波，SIB1 對應的 PDCCH 和PDSCH 使用 60kHz 子載波。SSB0 對應的 SIB1（與 SSB0 使用相同的波束方向）的 PDCCH的搜尋空間在第一個 OFDM 符号上，PDSCH 在第 3 和第 4 個 OFDM 符号上（使用表 3.7的 Row index 1 進行時域資源配置設定）。同理，SSB1、SSB2 和 SSB3 波束方向對應的 SIB1的 PDCCH 的搜尋空間分别在第 2、第 7 和第 8 個 OFDM 符号上，PDSCH 分别在第 5 和
第 6、第 9、第 10、第 11 和第 12 個 OFDM 符号上（分别使用表 3.7 的 Row index 2、4、
5 進行時域資源配置設定）。在上述例子中，不同 SSB 的 PDCCH 或 PDSCH 時域資源不共享相同的 OFDM 符号。另一方面，SSB0 和 SSB1 或者 SSB2 和 SSB3 的 PDSCH 也可以共享相同的 OFDM 符号（比如在圖 3.15 對應的例子中，使用 Row index 8 和 Row index 11）。
模式 3 對應的預設時域資源配置設定表格如表 3.8 所示。
圖 3.16 給出了模式 3 下的時域資源配置設定的例子。在這個例子中，同步廣播塊（SSB）使用 120kHz 子載波，SIB1 的 PDCCH 和 PDSCH 也使用 120kHz 子載波。SSB0 對應的SIB1 的 PDCCH 的搜尋空間在 SSB0 的前兩個 OFDM 符号上，PDSCH 在 SSB0 的後兩個 OFDM 符号上（使用表 3.8 的 Row index 3 進行時域資源配置設定）。SSB1、SSB2 和 SSB3與 SSB0 類似。在這個例子中，PDCCH 的搜尋空間與 PDSCH 使用不同的 OFDM 符号。另一方面，PDSCH 還可以使用 PDCCH 的 OFDM 符号。如第三行的例子所示，SSB0
對應的 SIB1 的 PDCCH 的搜尋空間使用 SSB0 的前兩個 OFDM 符号，PDSCH 可以使用整個 SSB 對應的所有 OFDM 符号（使用表 3.8 的 Rowindex 9 進行時域資源配置設定）。在第四行的例子中，SSB0 的 SIB1 的 PDSCH 不占用自己的 PDCCH 的 OFDM 符号，但可以占用下一個 SSB 的 PDCCH 的 OFDM 符号（使用表 3.8 的 Row index 11 進行時域資源配置設定）。
頻域上，SIB1 PDSCH 在初始接入帶寬範圍内（ CORESET NRB 個 RB）進行頻域資源配置設定，使用資源配置設定類型 type 1。（type1 資源配置設定見 6.2.1 節第 1 部分的描述）
3.2.4 随機接入