NR 空口資源綜述
3.1.2 基本時間機關
3.1.4 Numerology
為了支援多種多樣的部署場景，适應從低于 1 GHz 到毫米波的頻譜範圍，NR 引入了靈活可變的 OFDM Numerology。Numerology 是 OFDM 系統的基礎參數集合，包含子載波間隔、循環字首、TTI 長度和系統帶寬等。其中，與 LTE的根本性不同是，LTE 采用單一的 15 kHz 的子載波間隔，而 NR 支援子載波間隔為 15×2μ kHz 的配置，其中，μ為整數，見表 3-2。
可見，根據μ參數的不同，NR 支援{15, 30, 60, 120, 240}kHz 多種子載波間隔，如圖 3-9 所示。而子載波間隔的選擇對應地影響每子幀的時隙數、OFDM符号長度以及 CP 長度等。
由表 3-2 可知，在給定參數μ或子載波間隔（SCS）條件下，每子幀包含的時隙數為
是以，NR 時隙的長度随μ或 SCS 的變大而變小，如圖 3-10 所示。
同理，在給定μ或 SCS 時，對應每子幀包含的 OFDM 符号數為
且對應每個 OFDM 符号的長度為
NR 定義了不同子載波間隔 SCS 下的 CP 長度。CP 包括正常 CP（Normal CP）和擴充 CP（Extended CP）兩種類型，其中，擴充 CP 僅在 SCS 為 60 kHz時支援，其餘 SCS 不支援。正常 CP 長度的計算如下。
其中，l 是給定時隙中 OFDM 符号的位置。
當 l=0 或 l=7·2μ 時，對應所在位置的 OFDM 符号的 CP 長度要比其他位置OFDM 符号的 CP 長度大 16κ·Tc。這樣的設計，能夠保證每 0.5 ms 時間間隔内的 OFDM 符号數為整數。
結合式（3-8）、式（3-9）和式（3-10），可計算出不同 SCS 下，OFDM符号及對應 CP 的具體長度，見表 3-3。
1．引入 Numerology 的考量
Numerology 的設計展現了 NR 的靈活性和可拓展性。面對支撐衆多用例的極端差異化需求以及大量連續或離散的工作頻段需求，傳統的單一參數設計顯得顧此失彼。
以子載波間隔（SCS）為例，對于連續廣覆寫場景，為了支援更大的小區半徑，需要配置合适長度的 CP 以對抗多徑時延擴充的影響。此時，選擇較小的 SCS，符号長度将成反比增加，對應的 CP 長度也可以相同的 CP 開銷比（CP持續時間與 OFDM 符号持續時間的比值）增長。是以，較小的 SCS 更适用于連續廣覆寫場景。
對于高移動性場景，多普勒頻移是影響接收機解調性能的主要因素，為了對抗多普勒頻移引發的 ICI，要求适當增大 SCS 以提升系統對頻偏的頑健性，這一點在 1.2.3 節已讨論過，不再贅述。
對于熱點高容量場景，考慮到高頻資源的大帶寬優勢，更傾向于用高頻部署網絡。而随着載波頻率的增加，系統相位噪聲（Phase Noise）也會随之增加，如圖 3-11 所示。頻域中的相位噪聲在時域中會引起信号抖動，進而導緻接收機無法正常解調信号。當相位變化速率相對于 OFDM 符号持續時間較慢時，相位噪聲可以被模組化為常數并且可以通過估計來補償。當相位變化率相對于 OFDM符号持續時間更快時，相位噪聲的估計變得困難，校正也變得困難。由于頻率與相位互相影響，采用越大的 SCS，越有助于相位噪聲的估計和補償。
對于時延敏感場景，使用較大的 SCS，對應的 OFDM 符号持續時間将縮短，這有利于快速的傳輸時間排程。
由上面的讨論可知，不同場景對參數配置的要求差異性很大，而通過Numerology 的設計，能夠适應同一部署下不同的參數配置，更好地适配多場景的需求。需要注意的是，并非所有的 NR 工作頻帶都支援全部的 Numerology。根據 R15 的規定，15/30/60 kHz SCS 适用于 FR1 頻段，其信道帶寬最高可達100 MHz， 60/120 kHz SCS 适用于 FR2 頻段，相應的最大信道帶寬可達400 MHz，見表 3-4。
2．選擇 15 kHz 基準的考量
Numerology 標明 15 kHz 作為基準，可以從技術角度和營運角度進行分析。從技術層面看，對于給定的頻段，相位噪聲和多普勒頻移決定了最小子載波間隔（SCS）。采用較小的 SCS，會導緻較高的相位噪聲，進而影響誤差矢量幅度（EVM），如圖 3-12 所示。同時，較小的 SCS 也會對本地振蕩器提出更高品質的要求，還會降低對抗多普勒頻偏的性能。是以，SCS 的基準不宜過小，而 15 kHz 的 SCS 已在 LTE 中被證明具有良好的抵抗相位噪聲和多普勒頻移的頑健性，沿用 LTE 參數集作為 NR 的基準 Numerology 将是穩健的選擇。從營運層面看，15 kHz 的基準有利于 NR 與 LTE 及 NB-IoT 共存。舉例來說，對于已規模部署 NB-IoT 網絡的營運商而言，由于 NB-IoT 是在既有 LTE 技術和架構上優化和實作的，且現網的 NB-IoT 裝置均是以 10 年及以上的替換周期設計，以 LTE 參數集作為 NR 的基準 Numerology 就意味着，NB-IoT 所占用的頻率資源可随時重耕至 NR。否則，一旦遠期 NB-IoT 退網，營運商很可能無法使用其占用的小段帶寬（200 kHz），造成頻譜資源的浪費。綜上，選取 15 kHz 作為基準，是技術因素與營運因素等的權衡結果。
相應地，子載波間隔（SCS）的拓展系數標明為 2μ ，也有深入的考慮。為了保證不同 Numerology 間的共存性，較大的 SCS 必須能夠被較小的 SCS 整除，也即有
其中，N 為非負整數。這樣做的好處是，不同 Numerology 間，不管 CP 開銷如何，每 1 ms 處的符号邊界總是對齊的。也就是說，采用較小擴充系數時的時隙長度總是采用較大擴充系數時的時隙長度的整數倍，而這有助于 TDD 網絡中上下行傳輸周期的對齊，同樣也有助于同一個載波上不同 Numerology 的混合使用。
對于 N 的顆粒度，主流的觀點有 N=m 和
兩種，其中，m 和μ均為非負整數。從相位噪聲的角度來看，在給定載頻時，随着子載波間隔的指數級增加，相位噪聲的功率譜密度會線性下降。也即，當Δf 加倍時，SNR（信号功率與相位噪聲功率比）不是指數式增加而是線性增加。如圖 3-13 所示，Δf=240 kHz和 480 kHz 時，SNR 的差異很小；而當Δf=60 kHz 和 120 kHz 時，SNR 的差異就更小了。是以，從相位補償的角度看，配置更細顆粒度的 SCS 沒有必要，擴充系數取定 N=2μ 即可。
綜合上述讨論，不同 Numerology 的子載波間隔由基準子載波間隔 15 kHz采用
的比例擴充而成，但μ的取值上限是 4。也就是說，SCS 的上限為240 kHz。其原因是，CP 的長度決定了 SCS 的最大值。如果 SCS 設定過大，OFDM 符号中的 CP 持續時間将過短，導緻無法克服多徑信道時延擴充的幹擾。針對 Sub-6 GHz 和 mmWave 的實測發現，不同頻段的時延擴充相近，幾乎不受頻率高低的影響，且視距（LOS）場景的時延擴充遠小于非視距（NLOS）場景。時延擴充的最大均方根為 0.2 μs，根據 OFDM 的技術特點，當 SCS 為 240 kHz時，CP 占 OFDM 符号長度約 7%的開銷，具體為 0.2915 μs，其持續時間恰好大于時延擴充。是以，在 R15 中，SCS 最大支援 240 kHz。
| 3.2 時域結構 |