解碼 NR 設計| 帶你讀《5G 空口設計與實踐進階 》之二

NR 演進之路

| 1.1 NR 的需求和目标 |

| 1.2 解碼 NR 設計 |

在 NR 的三大典型場景中，不同場景對關鍵能力名額的側重點不同，如圖 1-3所示。其中，增強移動寬帶 eMBB 是移動通信系統設計最基本的覆寫目标。eMBB要求在連續廣覆寫場景下，無論使用者處于覆寫中心還是邊緣，無論終端處于靜止還是高速移動，都能獲得最低 100 Mbit/s 的體驗速率保證。而實際上，由于多普勒效應的存在，高移動性與高速率保證是一對某種程度上互斥的名額。這就決定了，NR 的設計必須是系統性的優化或重設計，使原本對立的性能名額趨于整體最優。而海量機器類通信（mMTC）既要求支援海量的裝置接入，又要求極高的網絡能效，同理也免不了性能與成本的博弈。超高可靠低延遲時間通信（uRLLC）對時延、可靠性等能力有嚴格的要求，且極可能與 eMBB 業務并存，此時單一的空口技術優化或突破已無法同時滿足多個差異化的名額需求。是以，NR 的設計需要系統性的解決方案，定義 NR 的将是一組關鍵技術而非單一技術。需要強調的是，NR 選擇的技術不一定是理論上最先進的，但一定是可實作和滿足需求的。

圖 1-4 簡化和歸納了 NR 典型應用場景的主要需求，以及相應的解決方案。對于高速率需求，主要通過超大帶寬傳輸、多載波優化、更高階調制、超密集組網以及大規模陣列天線等技術方案解決；對于廣覆寫需求，可從信道覆寫增強、輔助上行、終端增強等方面入手；對于高移動性需求，為了克服多普勒頻偏的影響，主要是從系統參數設計和優化的途徑實作。對于低延遲時間需求，則必須通過網絡架構調整以及空口技術的優化解決；而對于大連接配接需求，目前主流的思路是通過非正交多址接入及相應的免排程接入機制等來實作。

下面重點讨論高速率、廣覆寫、高移動性、低延遲時間和大連接配接的基本限制和實作。

1.2.1 高速率需求的實作

高速率是 NR 及曆代移動通信系統的重要提升方向。對于高速率的追求，實際是對香農極限（Shannon Limit）的不斷逼近。

香農第二定理給出了有噪信道資訊傳輸速率的上限。對于給定的存在随機熱噪聲的通信信道，其信道容量 C 可表示為

在式（1-1）中，B 是可用的信道帶寬，S 是接收信号平均功率，N 是加在接收信号上的白噪聲功率。

1．高速率的基本限制

由式（1-1）可知，限制可達資料傳輸速率的兩個重要因素分别是信噪比和可用帶寬。更進一步地分析，假設以資訊速率 R 進行通信，Eb 是接收信号的每比特能量，則接收信号功率 S 可以表示為

用 n0 表示噪聲單邊功率譜密度，則噪聲功率 N 可以表示為

由于理論上可達資料傳輸速率不可能超過香農極限，聯系式（1-2）和式（1-3），則有

定義無線鍊路帶寬使用率γ =R/B，則有

變化不等式（1-5），可計算出，在一定噪聲功率密度下，給定帶寬使用率γ 所需要達到的每比特接收能量的下限：

接收端所需

與帶寬使用率γ 的關系曲線如圖 1-5 所示。

圖 1-5 提供了一種新的視角，即在給定噪聲功率密度下，觀測可用帶寬 B的變化對某種資訊速率 R 對應所需的接收信号功率 S 的影響，分析後得出以下基本結論。

• 當γ >1 時，

  

  随着γ 迅速增長，也就是說，更高的資料速率要求高信噪比或信幹比，但如果可用帶寬 B 與資訊速率 R 成比例增長，則會降低該資訊速率下所需的最小接收信号功率 S，這類場景我們稱為帶寬受限。
• 當 γ<<1時，無論γ 取何值，

  

  趨于某個定值，此時，可用帶寬 B的增長并不完全影響某種資訊速率所需的接收信号功率 S，在給定噪聲功率密度下，任何資訊速率 R 的增長都要求接收端最小信号功率要有

  

  的相對增長，這類場景我們稱為功率受限。

2．高速率的實作思路

根據前述的讨論，為擷取更高的資料速率，增大帶寬、提高信噪比是主要的途徑。NR 實作高速率的設計思路也源于此。

（1）超大帶寬傳輸。

在帶寬受限時，為了高效利用可獲得的接收信号功率，更準确地說是可獲得的信噪比，增加系統帶寬是提高資訊速率最直接的方法。是以，超大帶寬傳輸是 NR 的主要設計方向。

超大帶寬傳輸面臨的嚴峻問題是，低頻帶資源稀缺，且考慮到目前的頻率占用情況，低頻帶難以提供足夠的連片帶寬，因而 NR 将采用高頻通信。這是由于無線通信的最大信号帶寬約是載波頻率的 5%，載波頻率越高，可實作的信号帶寬也越大。

根據 R15，NR 定義的工作帶寬最大可達 100 MHz（Sub 6G）和 400 MHz（mmWave），這相比 LTE 單載波最大帶寬 20 MHz 的設計提高 5～20 倍。需要指出的是，工作帶寬不可能也不必要無限拓展。這是由于，一方面，應用更高帶寬對基站和終端的無線器件有影響，設計支援更高帶寬的射頻器件将更加複雜且成本更為昂貴；另一方面，在給定信噪比時，即使帶寬趨于無窮大，信道容量也不會趨于無限大，而隻是 S/n0 的 1.44 倍。相關證明如下。

根據式（1-3），可将式（1-1）改寫為

令

，則式（1-7）可進一步改寫為

利用關系式

及

可以從式（1-8）寫出

根據式（1-11）畫出的信道容量 C 和帶寬 B 的關系曲線如圖 1-6 所示。

（2）多載波傳輸。

在讨論超大帶寬傳輸時，通常需要關注的細節還有無線信道頻率選擇性對信号傳輸的衰減。一般來說，更高帶寬傳輸時受到信道頻率選擇性的影響更大。是以，在超大帶寬傳輸時，必須考慮專門的傳輸方案和信号設計。典型的解決方法如多載波傳輸。

多載波傳輸是通過傳輸多路窄帶的子載波信号來替代傳輸一路寬帶信号。M 路子載波信号通過頻率複用後在相同的無線鍊路上共同傳輸至同一接收機，既能夠使整體資料速率增加到 M 倍，又能使無線信道頻率選擇性所造成的信号衰減僅取決于每個子載波的帶寬。

LTE 選擇的多載波傳輸方案是，下行鍊路采用 CP-OFDM，上行鍊路采用DFT-S-OFDM。在 R15 中，NR 沿用了 OFDM 技術，差別主要有兩方面：其一，NR 上行鍊路既支援 OFDM 又支援 DFT-S-OFDM；其二，NR 的 OFDM 基本參數支援多種 Numerologies（參數集）。

（3）更高階調制。

在前文對帶寬受限的讨論中已推導出，更高的帶寬使用率要求更大的

這意味着，在給定帶寬時，要擷取更高的資訊速率，需要保證更高的信噪比。但實際上，在小區輕負載或者使用者靠近小區中心等特定場景下，較高的信噪比是可保證的。因而在這類場景且給定傳輸帶寬的條件下，可以通過高階調制來提高資料傳輸速率。

從 LTE 到 NR，資料信道的調制方式演進見表 1-2。

相對 LTE，NR 增加了 256QAM 和π/2-BPSK 兩種調制方式。256QAM 的星座圖共有 256 個星座點，每個符号可以代表 8 bit 的資訊，因而理論上 256QAM的帶寬使用率是 QPSK 的 4 倍，但由此帶來的代價是對抗噪聲和幹擾的能力降低。反之，在給定傳輸帶寬，當信噪比變差時，資料信道必須回落到低階調制的方式，以保證可靠的資料傳輸。這也是 NR 在上行信道引入π/2-BPSK 以提高小區邊緣覆寫的原因。

（4）超密集組網。

根據圖 1-5 和圖 1-6，當可用帶寬增大到一定程度時，由于噪聲功率的增大，帶寬 B 作用于信道容量提升的增益将趨緩，此時系統功率受限。為了擷取更高速率，必須提高接收端信号功率，或者更準确地說，必須提高信噪比。

假定噪聲功率一定，提高發射端發射功率是解決功率受限問題的可選方案。但實際上，出于電磁輻射對人體的影響、節能降耗的營運需求以及射頻器件功放設計的限制等因素，發射端功率無法顯著提升。對應 R15，NR 上行鍊路也僅是在若幹頻帶（n41/n77/n78/n79）上允許終端提高 3 dB 發射功率。是以，仍需尋求在傳輸功率恒定條件下的解決方案。

在給定發射功率和噪聲功率的條件下，決定接收信号功率的主要因素是鍊路傳播損耗。是以，适當縮減小區的覆寫區域，可以縮短收發兩端的距離并至少在理論上可以減少傳播損耗，保證接收端信号功率的幅值，增加可獲得的資料速率。

實際上，NR 也采用了類似的技術手段，即超密集組網，來實作局部熱點區域的資料速率的成倍提升。

（5）大規模陣列天線。

在給定發射功率條件下，提高整體接收信号功率的另一種可選方法是增加接收端的天線數，即通過分集增益成比例地提高信噪比，進而在給定收發距離下也能達到更高的資料速率。但僅在收發的任意一側增加天線數來提高資料速率是有上限的，更進一步的提高還需要在收發兩端均增加天線數，以獲得空分複用增益，突破資料速率提升的限制。上述方法即 MIMO 技術。

實際上，MIMO 技術已經在 LTE 中得到了廣泛的應用。而 NR 将進一步增加天線的規模，通過巨大的陣列增益來改善接收信号強度并更好地抑制使用者間幹擾，進而實作更高速率。

綜上所述，NR 主要是從超大帶寬傳輸、多載波傳輸、更高階調制、超密集組網以及大規模天線等方面來實作更高速率的。這些技術的實作，與 NR 實體層的設計密切相關，具體将在後續章節介紹。此外，作為補充，前述讨論均是基于給定噪聲功率的前提條件，在實際應用中，還可以通過使用更加先進的RF 設計來降低接收端噪聲，提升可達的信噪比。

1.2.2 廣覆寫需求的實作