本發明屬于電氣工程領域，涉及一種單相軟鎖相環。
背景技術：
單相并網變流器要實作并網運作，首先需要得到電網的相位資訊，目前許多的配電網現場變壓器容量很小，因為非線性負載、較大功率負載的接入，會出現電網電壓諧波含量較大、頻率發生變化等現象。對單相并網逆變器的穩定運作産生比較大的影響，這種情況在單相APF、單相SVG、小型單相光伏等裝置的應用現場時有發生。電網頻率發生變化、諧波含量變大，對于單相并網逆變器首先需要很好的對電網的頻率、相位進行鎖相。同時，相位鎖定的速度、精度都會影響單相并網逆變器的可靠運作。
對于單相電網，目前較為常用的鎖相環方法有：
1)硬體過零鎖相法，利用硬體電路取電網電壓過零點，利用處理器的捕獲功能實作處理器内部的正弦表複位，進而達到鎖相的目的，此方法在電網電壓諧波較大有多個過零點時會失效，同時在電網電壓頻率發生變化時因為處理器内部的正弦表為固定的50Hz而出現問題。
2)利用成熟的三相系統DQ軸軟鎖相算法，利用單相電網電壓，拟合出其他兩相電網電壓(一個真實電壓和其他兩個拟合電壓為正序關系)，然後代入三相系統DQ軸軟鎖相算法，即可實作鎖相，此種算法因為永遠不存在負序電壓，是以低通濾波器的截止頻率可以放得比較高，可以獲得較快的響應速度。但是此種算法會增加運算量和存儲空間，同時在電網電壓頻率發生變化時，拟合算法勢必存在之前的曆史資訊(一般都是利用數組對真實單相電壓的瞬時值進行曆史資訊記錄實作其他兩相的拟合)，此勢必會影響拟合電壓的準确性，帶來的問題就是鎖相的速度受到影響，鎖相的頻率和相位産生誤差。頻率動态變化之後的穩态鎖相的誤差會一直存在。
3)單相真實電壓作為α軸，再拟合出β軸，進行正常的鎖相環控制，此方法與2)存在相同的問題。
技術實作要素：
本發明提出一種基于PIR調節器的單相軟鎖相環，解決了目前鎖相環較大計算量、存儲量、需要拟合電壓、隻能适應較窄的頻率範圍的問題。
本發明提供的技術方案是：
基于PIR調節器的高精度快速寬頻單相軟鎖相環，包括無功軸變換單元、低通濾波器、PIR調節器和積分單元；所述無功軸變換單元為乘法環節，其輸入信号為單相電網電壓和鎖相環輸出角度θ的cos值，其輸出接所述低通濾波器的輸入端用于濾除100Hz成份；所述低通濾波器的輸出信号作為回報，0給定減去該回報作為所述PIR調節器的輸入；所述PIR調節器采用PI調節器與100Hz R諧振控制器的并聯求和結構，PIR調節器的輸出與初始頻率值50Hz相加作為積分單元的輸入，積分單元的輸出即為鎖相所得的角度θ，角度θ的cos值再作為無功軸變換單元的輸入之一。
在以上方案的基礎上，本發明還進一步作了如下優化：
所述低通濾波器采用10ms滑動平均濾波，或者所述低通濾波器為50Hz巴特沃斯濾波器。
所述10ms滑動平均濾波的差分方程為：其中N為數組大小取250，采樣頻率25K。
所述50Hz巴特沃斯濾波器利用matlab的FDATOOLS得到其Z域傳函，進而轉化為差分方程，通過軟體實作。
所述100Hz R諧振控制器的s域傳遞函數為：其中，K為0.05，W1為7，W0為628.3185；利用雙線性變化，轉化為Z域傳函，即而得到差分方程，通過軟體實作。
本發明具有以下有益效果：
本發明改進了傳統鎖相環的DQ變化(也稱鑒相器)，通過一步乘法，即得到無功軸分量，無需拟合任何電壓，使得本發明可以适應更加寬的頻率變化範圍。同時無功軸變換環節的最小頻次為100Hz，低通濾波器的截止頻率需要放得比較低才能保證鎖相的精度、但是響應速度受到影響，本發明采用在控制環正向通路加入PI調節器和100Hz R諧振控制器的組合，既提高了100Hz的開環增益(增強100Hz的抗擾度)，也提高了控制環路對100Hz成份的抑制能力，進而可以提高前端低通濾波器的截止頻率，達到了快速性、高精度的目的。
附圖說明
圖1為本發明的鎖相環結構圖；
其中A：無功軸變換單元；B：低通濾波器；C：PIR調節器；D：積分單元。
圖2為本發明中的PIR調節器結構圖。
具體實作方式：
如圖1所示，該基于PIR調節器的高精度快速寬頻單相軟鎖相環，包括無功軸變換單元、低通濾波器、PIR調節器和積分單元；無功軸變換單元為乘法環節，其輸入信号為單相電網電壓和鎖相環輸出角度θ的cos值，其輸出接入所述低通濾波器的輸入端用于濾除100Hz成份；低通濾波器的輸出信号作為回報，0給定減去該回報作為PIR調節器的輸入；PIR調節器采用PI調節器與100Hz R諧振控制器的并聯求和結構(如圖2所示)，PIR調節器的輸出與初始頻率值50Hz相加作為積分單元的輸入，積分單元的輸出即為鎖相所得的角度θ＝∫ωt，角度θ的cos值再作為無功軸變換單元的輸入之一。
具體實作步驟如下：
步驟一：通過處理器(ARM或者DSP)的ADC采樣口對單相電網電壓進行采樣，得到單相電壓的瞬時值(有基波正弦有諧波成份)
U(t)＝U1(t)+Un(t)。其中Un(t)為諧波成份的綜合。
步驟二：給定初始相位角θ0，得到cosθ0。從鎖相環的實質來看，相角鎖住之後，電壓變換之後的無功軸的直流分量為0，正是利用此原理進行精簡運算。
步驟三：進行無功軸環節變換：U(t)*cosθ0。
分解數學公式之後，會發現最低次為100Hz的成份，而且100Hz始終存在。
步驟四：低通濾波器采用10ms滑動平均濾波或者50Hz巴特沃斯濾波器。
其中10ms滑動平均濾波的差分方程為：
采樣頻率25K，數組大小N為250。
其中巴特沃斯濾波器的截止頻率設為50Hz，利用matlab的FDATOOLS可以得到其Z域傳函，進而轉化為差分方程，用軟體代碼實作。
步驟五：上述低通濾波器的輸出為無功軸的直流分量的回報，要實作鎖相，就需要将此直流分量控制為0，給定為0減去濾波器輸出。
步驟六：利用PIR調節器進行控制。其中圖2為PIR調節器的結構圖；三者為并聯求和結構。
其中R諧振控制器的s域傳遞函數為：
R諧振控制器：其中，K為0.05，W1為7，W0為628.3185。
利用雙線性變化，轉化為Z域傳函，即而得到差分方程，利用軟體實作。
步驟七：調節器的輸出加上初始頻率50Hz，然後進行積分運算得到相角θ。
步驟八：回到步驟1，重新開始，步驟2的相角利用步驟七的相角θ。
本發明通過一步乘法，即得到無功軸分量，無需拟合其他資料軸資料；同時采用PI+R(諧振控制器)調節器，利用R諧振控制器提高閉環系統的100Hz的開環增益。此兩方面的改進使得鎖相環計算量減少、無需拟合其他資料軸資料、低通濾波器的截止頻率得到提高，進而可以實作寬頻率範圍、快速、高精度的鎖相，為各種單相并網變流器适應更加惡略的電網環節提供了很好的鎖相。