移相電路就是對輸入信号(一般是正弦波)進行相位控制，而不改變其幅度，本推文以移相電路為例，展示模拟電路的回報設計技巧與方法：
一、全通濾波器實作移相
以上是兩種移相電路 的原理，其輸出幅度保持不變，移動的相位随R3和C而改變，在C和R3确定時其移相是arctan函數，非線性的，當WR3C較小時，近似線性arctan(x)=x,|x|<=0.5，仿真伯德特的相位如下：
上圖可見，在WR3C較小時，是線性相移，即确定最最高頻率Wmax後可以反向計算R3C<=0.5/Wmax,确定線性相移應用的時間常數R3C。
二、回報控制設計舉例
現在需要設計一個電路，實作輸入頻率在一定範圍内變化、輸入信号的初始相位變化時，輸出信号始終超前輸入信号90°，而輸出信号幅度保持與輸入信号幅度相同。這該如何實作？
應用前述的全通濾波器，好像有希望實作，關鍵是要能調整C與R3,而且要剛好調整到對輸入信号移相90°，這是問題的關鍵。我們把問題細分一下：
1）如何改變C或R3？
2) 如何檢測相位差？這其實就是要根據相位差來回報控制C或R3的變化，可以采用模拟控制也可用數字控制方式。
先說1），改變C當然不能人去手動調節，要用電信号自動調節，首先想到的就是反向偏置的變容二極管,本推文我們不選擇改變C，如果是改變R3那麼如何做？當然不能用普通電位器了，我們還是需要能電控改變阻值的東東：
a）不少人可能首先想到的是數字電位器，這個有些問題：首先太複雜，意味着你要使用單片機，而且數字電位器都是離散電阻值，假設一步對應100歐姆，1.5khz時需要900歐姆，剛好合适，而1.525khz輸入頻率，如果需要923.56歐，就完了，因為一步對應100歐姆的數字電位器隻有900歐姆、1000歐姆，沒有923.56歐姆，會影響控制精度，是以數字電位器不是最佳方案。那麼你非要使用數字電位器又該怎麼辦？那也不是沒有辦法，隻是精度差一些：比如，你可以參考PWM控制的思路，在20次控制中，1000*(20-x)/20+900*x/20=923.56,計算出x次選擇900歐，剩下(20-x)選擇1000歐。
b）還有就是選擇JFET管，工作在可變電阻區，這是非常好的方案，隻是要控制JFET的工作電壓和擴充JFET的線性
再說2），這裡關鍵是需要一個鑒相器，來檢測相位差，二極管鑒相器、二極管平衡環狀鑒相器、乘法器…都可以做鑒相器，這裡為了簡單選擇乘法器做鑒相器
先給出整體仿真電路和仿真實驗結果：
仿真示範：
移相
這個電路的基本思想：就是檢測90°相位差，以此對R3形成回報控制，最終實作輸出嚴格超前輸入90°的效果，很多貌似神奇的電路設計其實基本思想都很簡單，都是圍繞回報做文章！可以說能靈活應用回報的思想和技巧，模拟電路的天下如果一分為四，你已得其一，這個設計也是臨時起意而做，目的就是示範回報控制在模拟電路設計中得重要性！
回報跟蹤控制電路由鑒相器和JFET可變電阻構成：
1）鑒相器這裡采用的是乘法器，把輸出信号Asin(wt+Po)與輸入信号Asin(wt+P1)相乘，sinasinb=-0.5[cos(a+b)-cos(a-b)],當兩者差90°時結果隻有cos2wt 二倍頻分量，無直流分量,而非90°相位差時，會有一個直流分量0.5cos(Po-P1), 推文中使用一個一階RC取出直流分量，然後對直流分量進行積分，這個積分器是必須的，其作用就是如果誤差沒有消除就不斷增強調節作用，此處如果換成放大器就沒有持續調節作用了，其實這就是PID控制中的積分環節，目的就是消除最終的穩态誤差！此電路隻是臨時起意設計的，參數還沒有優化計算。
2）JFET可變電阻
JFET的輸出電流ID與VGS(栅源電壓)、VDS(漏源電壓)關系如下，可以推導出其輸出導納gDS
現在如下圖所示，通過R3/R2引入對Vds信号的回報，目的是減小JFET輸出電阻的非線性，造成非線性的原因從上圖的gDS公式可見其還是Vds的函數，是以我們的做法還是負回報！引入對Vds信号的負回報來抑制Vds對ID的影響！
失真補償以後，失真度降為0.022%，這改善非常明顯，記住善于應用負回報者，如果模拟電路世界的天下一分為四，你已得其一！是不是有點當年諸葛大神的隆中對三分天下的意思？
這種JFET低失真可變電阻很有用，例如下圖的低失真系數的正弦波振蕩器：
紅色區域左下角的1:1運放就是為了隔離R8/R9/VR對R4的負載效應; TL071也是回報控制中的積分環節，目的一樣是消除穩态誤差；D2/D3構成主要的信号幅度資訊提取網絡，采用半波整流電路取出正半周信号，通過積分器其實就是半波整流輸出信号的平均直流分量，該分量與正弦波的幅度成比例：
二極管半波整流雖然簡單而且不精确，但是和積分器搭配卻是很常見的信号幅度提取與回報控制的手段！
簡約卻不簡單，平凡但不平庸，
出奇不意的設計，實實在在的技巧
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