歡迎對本期的精彩回答投票，我們将對最精彩的回答送上小小的禮物。以表示對作者無私技術奉獻的感謝。
本文中回答均由各位射頻從業者們自發讨論回複，回答之中不免有錯誤疏漏，也歡迎大家批評指正。
01 有關PA多級聯仿時AM-PM惡化的讨論
Q：請問下大家有沒有遇到過單仿PA時，AM-PM性能還挺好的，但是當帶上前級驅動級，再看PA子產品（不是級聯整體的）輸入輸出的AM-PM時性能惡化較多的情況呢？
A：前級驅動Psat輸出了？單仿PA時你前面信号那塊怎麼設定的？
Q：前級輸出Psat時，從單仿PA的對應功率情況來看，PA的AM-PM應該還是挺好的。用port設的激勵源。
A：可能是前級的諧波影響。
Q：哦！确實，提醒我了，謝謝，我再看看！
02 有關噪聲測試校準的讨論
Q：請問為啥測試噪聲的時候，去嵌隻去除一半線損呢？
A：因為輸出電纜損耗影響不大。
A：放大器前面的無源器件插損會直接增加噪聲系數。噪聲探頭是你的校準面。後面的插損對噪聲系數影響很小。
Q：好的，多謝。
03 有關Class B PA偏置電壓與電流的讨論
Q：對慧智微這篇文章《高效率PA設計：從Class A到Class J》：class B這個IV曲線有個問題，就是漏極電流為0時，為什麼漏極電壓不為零？而且漏極電流發生了失真時，為什麼漏極電壓不發生失真？
對于交流信号，那個rf choke電感不是隔開了電源嗎？那麼漏極電流為0了，是不是小信号模型環路電流也為0了？
A：你可以研究下cripps的書，裡面有講功放波形理論，在波形分析中有個假設：a harmonic short in output termination，也就是說輸出電流Ids包含了Idc,基波，諧波，但輸出matching對所有諧波呈現短路，是以Ids達到負載端時隻有基波電流會産生電壓，且電壓Vds始終為正弦波，且峰峰值為2Vdc。
不管是classa ab b c波形理論分析都是這樣。
A：“對于交流信号，那個rf choke電感不是隔開了電源嗎？那麼漏極電流為0了，是不是小信号模型環路電流也為0了？” 這個沒太了解是啥意思。
Q：電壓vds始終為正弦波，且峰峰值為2VDc，這段話了解不了。這個假設的合理性沒有了解。
A：半導體又不是電阻，為什麼電流為零電壓就要為0。
Q：管子截止時，漏極電流為0。按道理管子和負載的環路就斷了吧，為什麼漏極電壓還在變化。
A：簡單了解下，你把龍頭關上，水流沒了但龍頭裡水壓還在，你的漏極始終有電壓，和你夾斷還是打開沒有關系。
Q：但是這個漏極電壓應該是固定的吧，為什麼會變化呢？
管子截止了，溝道斷開了，正的基頻電流和負的諧波電流還能夠流動？這個有點違背實體了吧？
A：實體上是一個時域的總電流，你把他傅裡葉展開得到基頻分量和諧波。
你說這個諧波電流流不流動還是站在時域的角度啊，但其實展開之後已經是在頻域了。
A：你去看輸出特性曲線，你會發現理想情況下，電壓為0的時候，電流就是最大的。
Q：主要是溝道夾斷了，無論空穴還是電子都無法通過了，總不能夠違背這個前提吧。
A：還有，你改變的增益是收發機内部的增益嗎？是那一級的？
Q：“你去看輸出特性曲線，你會發現理想情況下，電壓為0的時候，電流就是最大的” 這一段IV曲線(存在電流)我了解，但是電流為0那段IV曲線我了解不了。
A：是不是隻是表示電壓與電流相位差180度。
Q：我看CRIPPS的書上的圖也是這麼畫的，電流時失真的，但是電壓是完整的正弦波；是以應該沒錯，隻是我了解不了。CRIPPS大神的圖，連峰值漏極電流都失真了，但是電壓還是完整的。
A：第一張圖不是失真啊，這是因為有Vknee的原因。
Q：恩恩，我用錯圖了；不過我的疑問還是在；
A：電壓是正弦就是因為它假設了所有的諧波都被濾了，電流波形又隻和偏置有關，正常情況下，如果諧波不濾掉，電壓也是個半正弦。
Q：是的。
A：這個首先就是電流電壓反相，如果沒有諧波網絡，你把電流翻折上去就是電壓波形，然後有了諧波網絡濾掉後，就變成上面那個了。
你那個也僅僅是因為，電流電壓有個反相的關系
Q：有點道理，是這裡的原因吧？
A：這個應該是諧波控制網絡，讓諧波阻抗為0的，在基波的高q tank，其他諧波阻抗為0
A：cripps那上面都是預設不存在電壓諧波的，就隻有基波，基波電壓又和電流反相，電流波形又隻和你的偏置狀态有關，是以就這樣了。
Q：是這個諧波控制網絡使得正常來說半個正弦波的漏極電壓變成了完整的正弦基波。
Q：謝謝您，果然群裡面大神多啊！睡覺前搞明白這個問題，太感謝了，可以睡個好覺了。
04 有關記憶效應的讨論
Q：大佬們 ，雙音測試，同階的信号幅度不等為什麼代表産生了記憶效應？
A：cripps那本書有講過，本質是AM-PM失真，慧智微有篇文章講了這個《5G PA“記憶效應”的現象、形成與消除》原文請在微信公衆号搜尋。
Q：多謝。
05 有關靈敏度與熱噪聲關系的讨論
Q：請教個問題，根據靈敏度公式100M下最好的靈敏度隻能到-94dB，因為熱噪聲已經有-94dB了。為何實際測試的EIS可以到-108dB？靈敏度還能比熱噪聲小嗎？感覺跟天線最大方向的增益有關，但不知如何解釋。天線增益有20dB。
A：擴頻 了解一下。
WCDMA就經常處于底噪下通信的情況。
A：那20dB擴頻增益也是過于厲害啦
Q：擴頻增益算是算法增益嗎?
A：CDMA擴頻增益，信号一直在底噪之下，靈敏度比熱噪聲小很正常，-174後面加的那一串越小靈敏度就約高，-140～-150的接收機也很常見。
Q：如何直覺了解呢？低于熱噪聲的信号如何能分辨出來呢？
A：大佬們不是說了嗎，去看下擴頻通信，有個擴頻增益，直接就出來了。
A：“如何直覺了解呢？低于熱噪聲的信号如何能分辨出來呢？”香農公式，在資訊傳輸中，提高信号帶寬可以降低信噪比門限。
Q：多謝各位！
06 有關交調與互調的讨論
Q：請教一下交調和互調有什麼差別？
A：互調：弱信号和強幹擾同時通過非線性系統時，幹擾對信号的調制。
交調：兩個頻率分别為w1,w2的幹擾信号作用于非線性系統，輸出會産生諧波成分。
Q：可不可以了解為互調會産生幅度的變化，交調産生頻率的變化？
A：我覺得是的。
A：根據《射頻內建電路與系統》，互調是幅度相同的雙音信号輸入系統，而交調是幹擾信号調制到有用信号上。
課程中的内容
Q：感謝。
07 PA電流推導的讨論
Q：請教下，我在看cripps的那本書P41頁時，這裡不了解，這兩條式子是怎麼的出來的？謝謝；
A：今theta=alpha/2，此時id為0（推薦看張玉興的書，你就明白了）
Q：第一個紅框明白了；但是第二個不知道怎麼推導出來的？怎麼同時消去Iq和Ipk的？
A：iq和ipk都用cos(alpha/2)來表示啊，那不有兩個關系在那嗎，紅框的那一行。
Q：明白了；要聯立這兩個方程；感謝；
08 DPD原理的讨論
Q：有大牛能從實體原理上講講DPD為啥改善AM-PM和AM-AM效應的?
A：這應該是個數學問題吧。
Q：預失真的信号為啥能改善同一個PA的效率和線性?預失真信号的功率比原始功率是否變大了?
A：一個信号經過一個非線性器件，引起的不就是幅度和相位的變化麽。相對幅度變化用AM描述，相對相位的變化用PM描述。隻是DPD需要假設不同頻率的信号經過PA後幅度和相位的變化是一緻的，也就是需要是窄帶信号，而不能夠是寬帶信号。數學上就是用高階矩陣來數字化幅頻響應和相頻響應吧？
Q：建議還是從半導體實體上了解這個問題。這樣就不能深刻了解dpd，就不能很好的運用和預防DPD可能不良後果。
DPD改善AM-AM效應很好了解，肯定是預失真後信号(PA輸入信号)的幅度變大了，才能改善原始信号的增益壓縮，這樣大信号的幅度增益和小信号一緻。
A：預設接受了器件特性，DPD就隻是模組化的問題了，和半導體實體就沒關系了。
A：有點類似從頻域分析二極管電路的問題。繞了一圈複雜的數學分析，得到相同的結論
A：籠統來說的話，DPD就是一種以毒攻毒的方法。個人了解DPD也是一種失真處理，隻不過幅度和相位與信号失真是完全反向的。
Q：這就是預失真的“預”的含義。
A：是以DPD是需要提前跑char的，實際使用時直接查表調用參數就行了。
Q：這是從頻域看的。時域怎麼看DPD信号?時域特征和原始信号有啥差異?假如原始輸入信号是ofdm信号，經過DPD子產品後的信号是不是峰均比提高了?平均功率有沒變化?
A：失真的噪聲幅度很小的，這要是能産生峰均比的變化，那這信号還能用嗎？
Q：為啥不能用，AM-AM失真就是信号峰值幅度壓縮了，DPD要彌補這個幅度壓縮，唯有輸入給PA的信号幅度更大，才能保證原始幅度的增益和小信号的幅度增益一緻。這也是DPD矯正AM-AM失真的原理! 啥是不失真? 就是前後信号長的一樣
A：用MATLAB的工具仿真一下，感覺會認識更深。
A：PA壓縮越厲害，經過DPD後的的峰均比擴張越高，是以要加門限。
Q：明白人！那平均功率呢？
A：輸入PA的信号的峰均比等于調制信号峰均比加DPD的壓縮門限。壓縮門限如果太大，有可能會燒PA的。至于輸入PA的平均功率，因為pa輸出功率不變，增益不變（峰均比變大有可能會略微降低，忽略），DPD這個因為是環路會控制輸入信号保證輸出功率不變的。
Q：邏輯有點問題。應該這麼講，平均功率中的中小信号是線性放大的，是以無需變化，那麼輸出功率基本不變。
A：DPD算法針對目前大帶寬，或者多C的校準是不是還主要是校準鄰道，而非三階。如果是射頻直采，多C場景，IBW=400M左右，如果要求FB ADC采樣3倍帶寬，那麼資料率就太高了，硬體鍊路和FPGA實作都有一定難度。
Q：這種有可能是分段合成的。
A：咋分段？ADC 速率983M 看不見三倍帶寬上3*400M的東西 。而且從應用角度講，好像三階也無所謂了，比較遠，會被濾波器幹掉。
Q：400M 分成 4個 100M 。
A：OKOK,謝謝哈。
A：DPD更關鍵的是拟合精度
【注：此問題讨論并未收斂，歡迎加入慧智微射頻讨論群，繼續參與此問題的讨論】
09 有關LNA設計的讨論
Q：0.5-2G寬帶LNA畫完的layout後仿增益和前仿比低了0.3-0.4dB，噪聲系數高了0.2dB左右，這個layout還算可以嗎？
A：應該還可以，建議查一下IN gmax的變化。整個輸入比對路徑。
Q：輸入比對是電路裡加回報實作的，自己做的畢設沒有項目那種硬性名額是以隻能對比一下前仿看看版圖畫咋樣。
A：算一下之前和之後的IMN gmax的變化，就知道layout帶來多大的loss了。
A：噪聲系數不正常，增益正常，主要看波束成型的延遲和求和運算在模拟域還是數字域進行。
Q：增益變了噪聲系數也會變吧，而且會影響一點輸入比對，因為是用回報比對的，感覺NF惡化一點我倒是還了解。
A：我感覺他的意思是噪聲惡化的太小了，可能仿真有點問題，不應該隻增加0.2dB。我在毫米波頻段NF一般都會增加0.8dB以上的。
Q：好不好要看相對值吧，要是總的很大，惡化0.2不是很正常嗎？
A：0.5-2G噪聲系數惡化太多了。
Q：3.2惡化到3.4。
A：已經不錯了，有可能的話，多測幾個樣品平均一下。
Q：不是不是我這個隻是提完寄生參數做後仿真和前仿對比。
A：他這個頻段的前仿NF最低有3.2dB，應該是沒調好吧。
Q：寬帶一般做不到很低。
A：你用的是什麼工藝？感覺65及其以下的話應該是沒調好。
Q：有回報之後NF好像做不到很低啊，NFmin都有快3。
A：啥工藝啊？這個頻段三點幾。
Q：65nm。
A：可以再好好檢查一下電路，大機率還有改善的空間。
Q：我看文獻也沒有做到很低的啊。
A：你這頻段2點多的一大把。功耗3～5mW。自己可以多找找TCAS這些文章，很多。
Q：謝謝。我再看看吧，我之前在IEEE搜到的這種寬帶NF沒有很低的，2.多的肯定有，但可能結構會比較複雜。
10 噪聲仿真與實測有偏差的讨論
Q：請問DC-1GHz的低噪放晶片，為啥s參數仿真測試差不多，噪聲的測試結果卻和仿真差很多呢？具體來說是6MHz-1GHz，全工作頻段噪聲的測試、仿真都差很多
A：在屏蔽房測的嘛？
Q：用盒體裝着在高低溫箱測的。
A：你實際比後仿惡化了多少呀？
Q：後仿是這樣：
有同學說，仿真低頻的地方肯定有誤，用的pdk裡面應該沒有考慮閃爍噪聲的模型（是以我想問問看有沒有同樣有過類似的經曆？)。
A：有可能是模型裡沒有包含噪聲模型，可以和Fab确認一下。
Q：好的，謝謝！
以上就是本期全部問答内容了，這期中的問答哪個是您心目中最精彩的呢？歡迎投票，我們将對精彩問答送上紀念品一份：
針對以上問答您有不同的見解嗎？歡迎在下方留言區說一說喲~