第 2 章 下行非正交傳輸技術
| 2.1 下行非正交傳輸的基本原理 |
| 2.2 仿真評估方法 |
下行非正交傳輸的仿真評估包括鍊路級仿真和系統級仿真。與其他技術不 同，非正交傳輸的鍊路仿真一般需要多使用者，來精确刻畫多使用者之間的幹擾。 盡管下行傳輸時，發給遠端和近端使用者的信号經曆同一個信道，但這個信道是 有小尺度衰落的，即本次傳輸和下次傳輸的信道增益可能有變化，信噪比不一 樣，進而影響接收機消除幹擾的能力。當然，評價非正交傳輸的全面性能分析 需要依靠系統仿真。
2.2.1 鍊路仿真參數及評定名額
表 2-1 中羅列了非正交傳輸鍊路仿真常用的參數[4]。注意到有關天線的配 置參數有多個，如參考信号、多天線之間的信道相關度、發送/接收天線數、傳 輸模式。這說明非正交傳輸與多天線技術有一定的關聯度，稍後請見詳細闡述。
還有幾個參數是關于鍊路自适應的，如信道狀态資訊的延遲、上報周期、粒度 和自适應重傳的次數。這些參數隻有當開啟動态自适應的時候才用到。EVM 是 指誤差向量幅度，用來衡量無線系統調制信号産生的品質。誤差越低，代表實 際産生的調制符号的幅度和相位與理想的調制符号的差别越小。由于非正交傳 輸涉及星座圖的疊加，而疊加複合後的星座圖無論從點數，還是間距排列等方 面要較疊加前的（傳統的）QAM 星座圖更複雜，是以需要考慮實際器件的 EVM， 無論是在發送側還是接收側。一般情況下，發射側有功率放大器，會偶爾工作 在非線性區，對波形帶來一定的失真，其 EVM 比接收側的要高。
對于下行非正交的鍊路仿真性能的評定，主要有以下 3 個方面。
• 第一種是比較傳統的碼塊錯誤機率（Block Error Rate, BLER）與信噪比 （Signal to Noise Ratio, SNR）的曲線，一般趨勢是誤塊率随着信噪比的增大而 瀑布式下落。這種方式下，每條曲線是對應于一個功率比。如果要全面展示多 種功率比下的性能，則需要多條曲線。另外，這裡的每條性能曲線隻是一個用 戶的，這就意味着在一個特定功率比下，需要畫兩條曲線，一條是遠端使用者， 另一條是近端使用者。
• 第二種是和容量與信噪比的曲線，一般趨勢是容量随着信噪比的增大而 單調地上升，後趨于飽和。相比誤塊率曲線，這種方式中可以包含傳輸側的 鍊路自适應，而且反映的是“和容量”，無須分别畫出遠端和近端使用者的曲線， 但每條曲線還是隻對應一個功率比。
• 第三種是和容量與功率比的曲線，即速率區域（Rate Region），一般 趨勢是一個使用者的容量随着功率比的增加而減少，同時另一個使用者的容量在 逐漸增大。曲線為閉合的凸函數，如圖 2-3 所示。這種方式通常隻有在非正 交傳輸中才用。雖然每條曲線隻對應一個遠端和近端使用者的信噪比組合，但 功率比是下行非正交傳輸中很重要的一個參數。這種鍊路結果的表述方式更 具有代表性。
2.2.2 鍊路到系統的映射方法
鍊路到系統的映射方法用來模組化接收機的接收過程，針對不同的接收機， 模組化方法有所不同。文獻[5]中給出了幾種模組化方法，主要針對兩類接收機： 一類是 ML/R-ML 接收機，另一類是碼塊級的幹擾消除（CodeWord-Level Interference Cancellation，CWIC）、符号級的幹擾消除（Symbol-Level Interference Cancellation，SLIC）和 MMSE-IRC 接收機。
1．ML 接收算法的鍊路到系統映射方法
該映射方法基于資訊論，采用經驗公式進行修正，而本身不對接收機的處 理過程做精細的刻畫。其思路是，首先計算每個資源單元（Resource Element， RE）上的每比特的互資訊量（Mutual Information Per Transmitted Bit，MIB）， 然後将一幀中所有 RE 的 MIB 進行平均，得到平均互資訊量。後，通過将平 均互資訊量映射成等效的 eff SINR ，再根據 eff SINR 值，查 AWGN 信道下 SNR-BLER 曲線表，得到目标 BLER。
ML 接收機在一個 RE 上獲得的 MIB，記為 ML MIB ，且 ML MIB 可以用經驗 公式表示為
其中， BICM C 是比特交織編碼調制（Bit Interleaved Coded Modulation，BICM） 機關化的頻譜效率。因為絕大多數的調制編碼方式都是比特交織的，故這裡用 該名詞下角标強調。β 是一個權重因子，可通過與真實接收機的 BLER 曲線進 行拟合得到。β 越小，則意味着該接收機的性能與理想的基于互資訊量的容量界 的差距越大。近端使用者的 BICM 機關化頻譜效率表示為
遠端使用者的 BICM 機關化頻譜效率表示為
這裡， target s 是疊加後的發射信号。 near m 和 far m 分别是近端使用者和遠端使用者 的調制符号所需的比特位數，例如，QPSK 調制需要 2 比特位，16QAM 需要 4 比特位。M 是 target s 星座點所組成的集合； near(,) itM 和 far(,) itM 分别是近端使用者和 遠端使用者對應的第 i 個比特位是 t 的所有星座點組成的集合，t∈{0, 1}；z 是接 收信号經過 MMSE 檢測後的信号； target ( | ) pzs 是傳輸機率密度函數，基本上取 決于 z 到 target s 的歐式距離。圖 2-4 中的例子描述了如何計算一個 16QAM 星座 圖的第 3 個比特的對數似然比（LLR）。其中的實心三角代表接收信号 z，左 邊的圖對應的是 z 到所有第 3 個比特為 0 的星座點的歐式距離，右邊的圖對應 的是 z 到所有第 3 個比特為 1 的星座點的歐式距離。顯然，左圖中的歐式距離 較小，z 的第 3 個比特更加可能是 0。
考慮兩收兩發天線，AWGN 信道，并假定遠端使用者采用 QPSK 調制。針 對不同的 MCS 等級和 4 種功率配置設定，分别計算非 Gray（格雷）和 Gray 映射 下的近端使用者互資訊的權重因子，如表 2-2 所示。可以發現，在多數情況下， Gray 映射下的互資訊的權重因子比非 Gray 的高，這表明 Gray 星座圖有更高 的容量。
對獲得的多個 RE 上的 ML MIB 求平均，得到 ML avg(MIB )，通過 SINR-MIB 映射關系得到等效 eff SINR ， eff SINR 表示為
其中， () f ⋅ 為 SINR 與 MIB 的映射函數，該映射關系可預先得到，例如， 參考 IEEE 802.16m 的 SINR-RBIR 表。
2．CWIC、SLIC 和 MMSE-IRC 接收機的鍊路到系統映射方法
這種映射方法顯式地刻畫了在接收機中的幹擾抑制過程。假設在相同的時 頻資源上接收的資料流總數為 N，則在資源元素 r 上接收到的信号表示為
EVM 值， rxEVM 0.04 = ； tx EVM 表示發射端 EVM 值， txEVM 0.08 = ； , kih 為第 k 個資料流在接收天線 i 上的等效信道。
以近端使用者為例，假設對應第 n 個資料流，則近端使用者的 MMSE 檢測權重 表示為
為了簡化 SLIC，假定相比 CWIC 接收機，SLIC 的 SINR 下降一個固定值， 則基于 SLIC 接收機，表示為
由每個 RE 上得到的 SINRn(r)取平均，再根據 SINR-RBIR 映射關系，得到 等效的 SINR
由等效 SINR 查 AWGN 的 SNR-BLER 曲線表示，得到目标 BLER。遠端用 戶的 SINR 可通過上面類似的方法得到。
2.2.3 系統仿真參數