帶你讀《5G NR實體層技術詳解：原理、模型群組件》之三：傳播和信道模組化

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第3章 傳播和信道模組化

無線電波傳播知識是無線通信發展的基石。傳播代表了移動和固定電信兩個最重要的差別。

第一個差別是電磁波傳播的實體媒體不同。固網的傳輸媒體主要是傳輸線纜，例如光纖和同軸銅電纜。而移動通信則與之相反，媒體是包含發射機和接收機在内的整個環境。物質密度越大，吸收和反射的無線電波能量越大，在這些物質之間傳播的主要媒介是自由空間。盡管可以通過使用先進的天線技術控制發送信号指向所需的接收機方向，然而由于傳播環境無法做到鍊路之間的完全隔離，是以接收機收到的通常是混合了從不同源發出的信号，進而造成了大量幹擾。

移動通信與固網第二個差別是信道随時間和空間的變化劇烈。熟知這些變化的特征在優化傳輸技術以及進行網絡規劃時至關重要。

本章全面概述了移動通信中無線傳播信道的影響，并對一些關鍵領域做了詳細闡述。章節安排如下，3.1節基于電磁波理論解釋無線電波傳播的基本原理。3.2節介紹通常用于表征傳播信道的特征量，而相應的試驗結果在3.3節中進行詳解。3.4節介紹3GPP和ITU-R提供的最新的5G信道模組化。将重點放在了解模型以及模組化的精确度和真實性的程度。并且指出模型元件需要進一步改進的地方。最後，在3.5節中對本章進行了總結，并提出未來的工作方向。

3.1　傳播的基本原理

本節介紹了傳播的一些基本原理，來幫助了解在移動通信環境中對無線電波信道進行表征和模組化。關于電磁波理論的全面描述讀者可參考标準教科書如參考文獻。傳播主要關注的是發射天線和接收天線之間的無線電波路徑。有時在傳播模組化中将天線與傳播的影響混合在一起會是個問題，我們将會在3.1.2節中解決這個問題。當然在傳播研究中也許無法避免涉及天線，雖然研究的主要目的是測量特定空間點或特定傳播方向的電磁場。本節闡述了一些無線電波傳播的基本方面。3.1.1節解釋了什麼是電磁波。3.1.2節讨論自由空間傳播，3.1.3節介紹了基本的傳播機制。

3.1.1　電磁波

麥克斯韋方程組在無源空間區域的解集定義了電磁波的基本定律。解集可以用不同系列的展開來表示。我們将在這裡專注于平面波展開，這對了解傳播特性非常有用。而且，平面波是标準信道模型中最常見的表現形式。對于平面波，電場E和磁場H是相等的，彼此正交并與Poynting矢量正交：

它指向傳播方向。定義一個标準正交參考系（e1, e2, e3），平面波的電場由下式給出：

其中x是空間坐标，t是時間，k=

，其中λ是波長，是波的角頻率。相應的磁場由下式給出：

其中和分别是介電常數和磁導率。圖3-1給出了由下面三種電場定義的平面波的三種情況：

其中1）對應于線性極化；2）對應于圓極化；3）對應于橢圓極化。可以清楚地看到，E場和H場在每個時刻都是正交的并且強度相等。平面波由六個相應的自由度定義：1）極化橢圓軸比；2）極化橢圓主軸旋轉角度；3）場幅度；4）波相位；5）Poynting矢量極角；6）Poynting矢量方位角。這些自由度也可以由空間點處的電矢量場和磁矢量場表示。在這種情況下電磁波場被視為一系列平面波的總和，這樣就導緻磁場和電場是不相關的。然而，對于任何波矢量k，平面波僅支援兩個正交極化狀态。

3.1.2　自由空間傳播

為了了解基本的傳播原理，必須全面了解自由空間傳播。原則上，傳播應排除天線的影響。然而在現實中，在不使用天線的情況下研究傳播是不可能的。這裡我們将關注一些基本天線的情況，在這些情況下我們很清楚哪些影響是由天線産生的，哪些影響是由于傳播造成的。通常用全向輻射天線作參考。在自由空間裡，這樣兩個天線之間的傳輸損耗（如圖3-2所示）稱為自由空間基本傳輸損耗（由ITU-R定義[8]），以dB為機關給出：

其中d是天線之間的距離，是波長。雖然全向天線通常作為參考天線使用，但是已經證明它并不實用[16, 33]。任意天線方向圖所對應的表達式為：

其中Gt和Gr分别是發射機和接收機的天線增益。應當注意到，公式（3-6）是基于發射和接收天線在方向和極化上完全比對的假設。

從圖3-2可以清楚地看出，自由空間基本傳輸損耗與頻率相關。這同樣适用于公式（3-6）中指定天線方向圖的任何類型的天線（偶極子、喇叭、貼片等）。由于給定類型的天線形狀不随頻率而改變，是以遠場輻射也不會随頻率變化。然而，天線的尺寸與波長成正比，是以，天線孔徑（有效天線面積）與2成正比。是以使用任何類型的天線（固定增益和天線方向圖）通過自由空間傳輸接收到的功率與頻率f有關，用dB表示就是–20logf。這确實是符合公式（3-6）固定天線增益的結果。需要注意到，這種頻率依賴性是純天線作用。從傳播角度，當用固定增益天線發射功率時，沒有頻率依賴性，因為在這種情況下，任何遠場處的功率通量密度都與頻率無關。

替代固定接收天線增益的另外一種方式是保持接收天線孔徑恒定，不随頻率改變。當使用固定發射增益天線時，接收信号功率與接收機的功率通量密度成正比，而與頻率無關。當在自由空間鍊路的發送端也使用固定天線孔徑時，随着頻率升高傳輸損耗确實會減少，與–20log(f)成正比。這可以通過天線增益來解釋，固定天線孔徑的天線增益随頻率升高而增加，接收機信号強度相應增大。然而，該增益僅在天線的遠場中有效。對于毫米波範圍内的高頻，遠場可能在相當遠的距離處，這取決于天線孔徑的大小。在近場區域中，發射波瓣寬度也許遠小于接收天線孔徑。在這種情況下，傳輸損耗實際上可以忽略不計（0 dB）。但應注意，由于實體原因，無法獲得傳輸增益（即損耗 < 0 dB）。而且，大孔徑天線的天線方向需要指向鍊路另一端的天線，才能具有高增益和窄波瓣。

上述所有情況如圖3-3所示，其中仿真了100 m自由空間傳輸鍊路，其中固定增益天線（G = 5 dBi），固定正方形的天線孔徑為（30 cm×30 cm）。該固定孔徑在500 MHz頻率時天線增益為5 dBi，在100 GHz頻率時天線增益為51 dBi。圖中清楚地顯示了當傳輸鍊路的兩端都使用固定孔徑的天線時，從遠場區域到近場區域的過渡介于200～500 GHz之間。

自由空間基本傳輸損耗在文獻中通常被稱為自由空間路徑損耗。這可能有其曆史原因。然而，這種用法有些問題，因為給人的印象是自由空間傳播損耗可能與頻率有關，但如上所述，事實并非如此。是以，本書中避免使用路徑損耗，而是使用更恰當的傳輸損耗的概念。

3.1.3　散射和吸收

真實環境中的傳播條件很少與自由空間相似。通常傳輸鍊路所處環境中結構複雜、物體衆多，會發散電磁波的傳播。在城市環境中，通常是些人造物體，如建築物和車輛。而在農村環境中，主要是植被和地理構造。散射可以分為幾種基本類型：

• 鏡面反射和折射：在足夠平坦和較大的表面上，電磁波散射符合菲涅耳（Fresnel）反射和折射公式。在光學中，這種類型的散射會導緻鏡面反射和圖像折射。根據菲涅耳公式，散射要求表面的尺寸必須比一個菲涅耳區大很多。
• 衍射：當平坦表面的尺寸在一個菲涅耳區級别或更小時，可以用衍射理論來更準确地描述散射。對于處在阻擋電磁波傳播的物體後面的陰影區也适用于此種情況。
• 漫射：任何物體或結構在幾個菲涅耳區都不是光滑和均勻的，那麼電磁波将以漫射的方式散射。這通常是受物體粗糙表面（如石頭或磚牆、植被和地面）的影響。
• 吸收：在某些場景下，對波的吸收也是需要考慮的一個重要方面。例如，傳輸時植被吸收的能量可能很大。從室外到位于建築物内位置的傳輸也是如此。另外，遠端傳輸時，也必須考慮大氣的吸收。

3.2　傳播信道特性

了解無線傳播信道的特性對開發無線傳輸技術至關重要。在接近自由空間的傳播條件下（如微波鍊路），面臨的主要挑戰是如何确定直接路徑的時變傳輸損耗。在這種情況下，損耗變化主要由降雨引起，是以降雨強度的機率是值得關注的。然而，蜂窩通信信道的特征基于散射環境、終端移動性和一些非靜止的散射物體。是以，接收信号可能随時間和空間變化很大。而且，在蜂窩場景中，信号傳播受到多徑傳播的影響，即接收到的信号是大量信号波的混合，在環境中被散射的信号波以不同的方向和時延到達接收端。對于多徑信道，通常用一組在接收天線合并的離散（平面）波來模組化。每個離散波是由從發射天線通過散射（直接路徑除外）到達接收天線的路徑決定。在典型的移動通信場景中，信道表征所需的路徑數量可能非常大，可高達幾萬。對于在發射天線單元n和接收天線單元m之間信道Hmn的平面波展開，用數學公式表征為:

其中Al是N個平面波中第l個複極化幅度矩陣，

和

是對應于波矢量

的複極化天線方向圖矢量，

是相對于天線參考點的接收和發射天線單元的位置矢量，w是角頻率

，

是發射和接收天線參考點之間的波傳播時延，

是多普勒角頻率，t是時間。天線方向圖基于局部參考系來定義。是以使用固定局部坐标系（x，y，z，或極坐标

）。基于固定參考系，使用額外的方向相關參考系來指定不同方向上相應的極化方向圖分量。圖3-4表示了方向相關參考系的坐标軸的定義，包括：指向方位角增加方向的機關矢量

，仰角方向

和半徑增加的距離

。自由空間傳播并且使用機關增益天線的極化幅度由下式給出：

其中負号是由于接收機坐标系相對于發射機坐标系旋轉了180度。發射天線和接收天線滿足公式（3-4）中三種極化情況中的任何一種，信道增益将由下式給出：

正如預期的那樣，對應于公式（3-5）給出的自由空間損耗Lbf。當接收天線極化方向與發射天線極化方向正交時，我們有：

公式（3-4）中，對應的正交極化由下式給出：

3.2.1　頻率–時延域

公式（3-7）的信道響應定義在域，即它是無線頻率f的函數。有一種互補的等效方法，通過信道的沖擊響應

，即時延

的函數，在時延域中來定義信道。這兩個域之間的關系由相應的傅裡葉變換給出：

無線資料傳輸使用了圍繞特定載波頻率f0的連續波調制。調制速度和相應的比特率與所用帶寬B成正比。信道帶限濾波器的特性決定了相應沖激響應的形狀。這可以通過具有單個時延為正的多徑分量的信道來示例，信道有一個均勻帶通濾波器:

對于f0 = 2 GHz，B = 200 MHz和1= 10 ns的信道響應如圖3-5所示。在通帶中，由于載波頻率?，産生h()的快速振蕩是很明顯的。而且，實際信道響應需要H(f)的正負頻率。為友善起見，信道通常在基帶來描述，即頻率被轉換為零均值，即f' = f – f0：

在下文中，如果沒有特别指出是通帶的情況下，都将使用基帶信道，f表示基帶的頻率。

公式（3-14）中的均勻頻率濾波器在時延域的主脈沖周圍産生大量的振鈴或旁瓣。通過選擇不同的頻率濾波器可以減輕此類影響，比如常用的Hann濾波器：

圖3-6給出了均勻頻率濾波器和Hann濾波器的信道響應。Hann濾波器的旁瓣明顯小于均勻濾波器的旁瓣。

當在頻域中對信道模組化時，會使用一些具有不同時延和不同幅度的不同波的總和，由此模拟環境中散射的結果。我們将通過典型的指數衰減信道來說明這一點：

其中

是随機相位，

是均方根（Root Mean Square，RMS）時延擴充，定義如下：

對于時延擴充明顯大于1/B（B是帶寬）的場景，即

>1/B，信道具有頻率選擇性，意味着信号在該頻帶上衰減顯著。圖3-7中顯示了對應于

= 20 ns和 = 100 ns時的信道。以及兩種帶寬配置，B = 10 MHz和B = 100 MHz，在時延域中應用Hann濾波來抑制旁瓣。由于時延域的分辨率與所用帶寬成正比，是以在較大帶寬下可以辨析更多的多徑分量。如圖3-7D所示，對于小于解析多徑分量所需帶寬的信道，在整個帶寬上具有頻率平坦性，這是一個重要的信道屬性。通常表征頻率選擇性的度量是相幹帶寬，其定義為信道在一定程度上相關的帶寬，相關性典型值是大于0.9。對于圖3-7中的信道， = 100 ns對應的相幹帶寬為1 MHz， = 20 ns 對應的相幹帶寬為5 MHz。

3.2.2　多普勒–時域

多普勒–時域中的信道特性與頻率–時延域完全類似。在這種情況下，信道在時間t上的變化由多徑分量對應的多普勒頻率fD決定。

當在時域中對信道模組化時，使用具有不同多普勒頻率的不同波的總和。具有不同多普勒頻率的主要原因是無線鍊路的任一端或兩端正在移動，當天線朝向（遠離）電波方向移動時導緻多普勒頻率上移（下移）。另一個原因是環境中的重大散射體（如車輛和樹木）可能會移動。我們将通過一個信道進行示範，此信道在移動終端周圍的水準面具有均勻的方向分布。其所對應的多普勒分布被稱為經典多普勒分布，我們有：

其中v是終端速度。與頻率–時延域類似，相幹時間與RMS多普勒擴充fD成反比，

圖3-8所示，是一個經典的多普勒信道，最大頻率fDmax = 100 Hz，相幹時間是1 ms。圖3-8C和圖3-8D是增加一條平穩路徑的情況，此路徑的功率比其他路徑的功率總和高10 dB。這種情況對應的應用場景是在具有大量移動散射體的環境中使用靜止的發射機和接收機，如在交通繁忙的街道。在這種情況下，相幹時間無窮大，因為時間的相關性永遠不會低于0.9。

3.2.3　方向域

方向域與多普勒域直接相關：

是速度v和波矢量kl之間的角度。方向資訊可以從多普勒資訊中的矢量k獲得：

其中u是方向機關矢量。實際中，通過對三維空間信道樣本進行傅裡葉變換，可以獲得相應的方向譜，如下面3.3.2.1節所述。

方向擴充通常用方位角和仰角（或極化角）的角度擴充來表征。但是因為角度擴充都是循環的和非歐幾裡得的，是以角度擴充存在問題。為了克服角度循環的問題，角度範圍的切割可以放置在擴充最小的點上。另一個問題更為嚴重，即角度是非歐幾裡得變量。當通過方位角和仰角擴充來表征信道時，信道在坐标系的旋轉下無法保持不變。

針對上述這些問題，參考文獻中提出了另一種方向擴充的定義。它基于三維歸一化的多普勒擴充，當擴充很小時，等于角度擴充。方向擴充

定義如下：

其中n對應于三個空間分量（x, y, z），代表了相應方向的擴充。應該注意的是，總擴充

相對于坐标系旋轉是不變的。

3.3　試驗信道特性

前一節奠定了無線電波傳播的理論基礎。本節主要是通過試驗結果，加深了解和表征真實的移動通信傳播信道。為此，需要了解測量技術和分析方法。為了能夠完整地表征信道，頻率–時延域和多普勒–時域都不可或缺。此外，為了更好地了解和使用天線特性（比如方向圖、波瓣寬度和MIMO），還需要信道在空間/方向域進行表征。然而，如上節所述，空間/方向域實際上等效于多普勒–時域。本節将對這些方面做深入讨論。

3.3.1　測量技術

目前有幾種或多或少具有先進性的傳播測量技術。相應的硬體設計可能會非常複雜。在此會對最常用于測量無線信道響應和傳輸損耗的裝置類型和技術做簡要描述。

3.3.1.1　連續波

連續波（Continuous Wave，CW）方法通常僅用于測量傳輸損耗。它是基于以固定頻率發送正弦波信号并在接收機使用窄頻濾波器。與高發射功率和接收機的低噪聲放大器相結合，進而可能獲得非常高的靈敏度。硬體方案通常相對緊湊且簡單，可實作以快速友善的方式對大面積範圍内不同信号強度進行廣泛采樣。然而，有一個缺點是，沒有解決信道的多徑問題，進而導緻較大的空間衰落。

圖3-9顯示了在非視距（NLoS）條件下的街道微蜂窩測量路線中一個5.1 GHz的測量CW信号。為了減少多徑引起的衰落，采用了每1.7 m進行滑動平均。

3.3.1.2　矢量網絡分析儀

與CW測量相比，矢量網絡分析儀（Vector Network Analyzer，VNA）支援最大可能的測量帶寬。其基本原理是對超過預定義帶寬的信道進行頻率掃描采樣。為了能夠在時延域中提供相應的信道響應，可以很友善地采用離散傅裡葉變換（DFT）方法。因為VNA的測量原理是基于測量發射信号和接收信号之間的完全相幹比，是以發射機和接收機天線必須通過射頻電纜連接配接到VNA。優點是接收信号與發送信号完全同步，因而可以進行絕對時延測量和長時間的相幹平均來抑制噪聲。一個實質性的缺點是移動性受到射頻線纜的限制。而且，單個頻率掃描也許需要幾秒鐘的時間，具體取決于接收機的SNR，這就需要鍊路兩端是靜止的。另一個缺點是範圍受限，主要是受到射頻電纜對信号衰減的影響，根據頻率不同，每米衰減可能有幾個dB。然而，通過用光纖替換射頻電纜，以及射頻光電轉換器，測量範圍可以極大擴充到很多公裡。在圖3-10中，針對NLoS微蜂窩街道場景，測量在58.7 GHz的信号帶寬為2 GHz的信道響應[22]。在這個具體的測量中，采用光纖将測量範圍擴充到100 m以上。大帶寬可以解析此信道富多徑的大部分分量。

3.3.1.3　基于相關性的信道探測

基于相關性的信道探測器的主要優點是它們都是移動的和寬帶的。為此，定期發送專用的探測信号，然後在接收機根據時延進行相關運算。通常，OFDM或僞随機序列與時延滑動相關器一起使用。該技術支援移動和寬帶測量。需要在信道采樣率和噪聲抑制之間取得折中。而且，因為發送信号的相位和幅度都被調制，會受限于放大器的非線性。參考文獻中對此類裝置有更詳細的介紹。

3.3.1.4　方向特性

當載波頻率進入到毫米波範圍時，信道傳播的方向特性将更為重要。由于天線孔徑減小使得傳輸損耗大幅增加，在這些頻率上使用全向天線将會大大縮小覆寫範圍。是以，需要波束賦形技術在傳播方向上集中傳輸和接收，将損耗減到最小。為達到此目的，在傳播測量中主要有兩種基本的方法。

第一種方法是使用實體定向天線（如喇叭和抛物面反射器天線），它們在仰角和方位角上旋轉以掃描空間角度。這種方法對時變信道條件不敏感，是以适用于CW和基于相關性的信道探測。

第二種方法是使用所謂的虛拟天線方法。該方法利用傳播信道的空間采樣，通過機器人天線定位系統将單個實體天線移動到不同的空間位置。然後通過陣列天線技術離線确定測量信道的方向特性。這種方法的優點是可以獲得非常高的分辨率和對天線旁瓣有很好的抑制。缺點是空間采樣意味着測量的時間很長，對于大型天線陣列測量時間可達數小時，是以需要發射機和接收機相位鎖定以及靜态信道條件。這個方法适用于基于VNA的信道探測。

3.3.2　分析方法

擷取高品質的測量資料需要相當大的努力和技巧。但是，如果沒有徹底和準确的分析，原始資料幾乎沒有用處。提供可靠和準确的分析結果比執行實際測量需要付出更多的努力。本節将介紹幾種常用的分析方法及其相應的優缺點。此外，本節亦提供了不同測量或頻率範圍之間的可比性要求。

3.3.2.1　譜分析

譜分析法基于對測量信号和相應功率分布的直接分析，使用傅裡葉技術進行頻率和時延之間以及多普勒域和時域之間轉換，如3.2.2節和3.2.1節所述。可以用定向實體天線或虛拟天線的直接角度信道采樣來進行方向分析。

對于平穩信道，空間樣本類似于移動終端的時間樣本。當在三個空間次元中對信道進行采樣時，就有可能确定相應波矢量k的所有三個分量的功率譜。

圖3-11給出此方法的一個示例，采用了25^3 = 625個樣本的立方虛拟天線。在三個空間方向上使用Hann濾波器，通過DFT将空間樣本變換到k域，進而減少了天線旁瓣。通過具有固定半徑

的k域立方體過濾掉多餘值進而獲得相應的方向譜。這種方法對旁瓣的抑制超過50 dB，性能令人印象深刻。相比之下，使用實體天線對旁瓣電平的抑制通常小于30 dB。将測量的信道代入公式（3-7）的離散形式，多元頻譜測量信道資料的每個峰值被辨別為一個多徑分量及與之對應的相位和幅度。室内NLoS場景的一個示例如圖3-12所示，其中直接測量的信道與相應的合成信道一起顯示，合成信道大約有400個估計的多徑分量（MultiPath Component，MPC）。顯然，模組化信道與直接測量信道吻合得很好。

3.3.2.2　超分辨率方法

假設離散平面波模型公式（3-7）有效，理論上，準确度僅僅受限于信噪比。文獻中報道了許多超分辨率方法，其中最受歡迎的是對P的最大似然。相對應的最小化對數似然函數由下式給出：

其中m和n分别為接收和發送端的空間樣本，k為頻率索引，

分别是模組化和測量的信道響應，

表示噪聲的功率，假設噪聲功率在信道樣本上服從零均值複高斯分布。為了找到最可能的平面波集合，以最佳模拟測量信道，将模型參數對應的對數似然函數最小化。

因為計算的工作量巨大，實際上不可能對所有模型參數和測量樣本進行自由搜尋。SAGE是一種通用的降低計算量的方法，它是基于每一次最大似然一個參數并疊代直到找到最小值。這種方法的問題是在角度或時延上很接近的不同平面波具有強相關性。是以，所增加的計算工作量非常大而且收斂很慢。這個問題已認證梯度方法解決，如RIMAX，利用局部最大似然值周圍的微分來實作相關參數快速收斂。然而，這種方法的問題是某些相關性或大多數多徑分量之間的耦合仍然存在，這意味着需要對所有波同時最大化似然性。參考文獻[17]提出了一種解耦多徑分量的方法。由于通過該方法還可以減少資料量大小和降階參數空間，因而獲得計算效率多個數量級的改善。該方法的應用示例如圖3-13所示，工作頻率為5.1 GHz的城市宏蜂窩場景，在基站使用間隔2 cm的10×25個天線單元構造一個虛拟平面陣列。顯然超分辨率估計了大部分接收功率。而且，來自基站的主方向波受到散射體散射，散射體主要是樹木和建築物外牆。

雖然超分辨率方法可能解析出高精度的重要離散多徑分量，然而，該方法不适用于估計漫射和密集多徑的場景的信道分量。這類場景的路徑衆多，超分辨率方法通常給出的輸出非常不準确。是以，在此場景會優先考慮采用譜方法來提供可靠的輸出。

3.3.2.3　測量可比性

在世界範圍内進行的傳播測量的活動數量确實非常多。很多測量結果由研究機構進行統計分析并進行比較和總結。然而，在分析中，重要的是缜密并且確定測量結果具有可比性。參考文獻[28]列出了對于不同的活動和頻段測量的關鍵要求：

• 測量帶寬相等（提供相等的時延分辨率）。
• 可比較的天線方向圖，無論是實體的還是合成的。
• 每個分析領域裡功率動态範圍相等（例如，時延、角度）。
• 相同的環境和相同天線位置（用于比較不同的頻段）。

比如，已經發現帶寬相等的要求非常重要，以避免得出頻率增加、時延擴充減少的謬論。針對高頻毫米波波段的一個基本問題是，在毫米波有很寬的頻帶可以使用，是以測量帶寬相當寬。圖3-14展示了分析中需要使用均衡帶寬，圖中使用了低于主峰值20 dB的動态範圍來确定RMS時延擴充。所用的不同帶寬對時延擴充的影響相當大，對于2 GHz帶寬，時延是7 ns，對于80 MHz帶寬，時延是28 ns。需要均衡帶寬的原因是，任何強的離散多徑分量經過解析都會有一個峰值功率與所用帶寬成正比，而對于非解析分量，無論帶寬如何都保持恒定。是以當通常使用一個低于主峰的固定動态功率範圍進行分析時，使用不同帶寬所帶來的差異是很大的。

3.3.3　傳輸損耗測量

由傳播效應引起接收信号強度的損耗是無線傳播信道的最基本的和最重要的特征之一。本節給出許多來自真實蜂窩網絡的測量示例以了解傳輸損耗，重點關注1～100 GHz範圍内的頻率依賴性。大部分測量基于全向垂直偶極天線，此種天線對所有頻段具有相似的天線方向圖。另外，在室外到室内測量中，在室外發射端使用垂直貼片天線或開放波導。在60 GHz頻段進行測量時，氧氣吸收量約為1.5 dB/100 m，在測量中，将對這種損耗進行補償。目的是通過在整個頻率範圍内進行平滑插值/外推以友善模組化，并根據需要，将氧氣吸收添加到基準模型中。此外，所有測量的損耗以與自由空間損耗的相對值（即超出損耗）表示，以避免天線頻率依賴性的影響，而專注于純粹的傳播效果。出于這個目的，所有測量資料都仔細地通過視距（LoS）短距離（0.1～1.0 m）測量進行校準。

3.3.3.1　室内辦公場景

該測量示例來自室内辦公環境。基本布局如圖3-15所示，一條走廊的兩邊都是辦公室。走廊盡頭有一個90度的轉彎。接收（Rx）天線放置在兩個位置，一個位于走廊，另一個位于相鄰的辦公室房間裡。發射（Tx）天線放置在走廊和辦公室内的不同位置。建築物的外牆是磚牆，内牆是石膏闆和玻璃。

圖3-16總結了傳輸損耗分析的主要結果。距離1 m處相對于自由空間功率的損耗L，以dB為機關，對應于頻率2.44 GHz、5.8 GHz、14.8 GHz和58.68 GHz，包括LoS和NLoS兩種不同場景。雙參數指數模型：

與所測量的損耗吻合，以dB為機關，其中d是發射機和接收機之間的距離，以米為機關。在3GPP中，相應模型也考慮了頻率依賴性：

其中f是以GHz為機關的載波頻率。最後兩項對應于公式（3-25）中，與頻率相關的項L0。從圖中可以清楚地看出，測量資料與3GPP模型非常吻合。此外，很明顯頻率每增長十倍，傳播損耗在自由空間損耗上額外再增加約5 dB。

3.3.3.2　室外到室内場景

圖3-17為一個在城市環境下進行的室外到室内的多頻測量，該測量在一個八層辦公大樓中進行。發射機位于建築物頂層的開放視窗，接收信号的測量是在跨過同一樓層内院的40個室内位置中的兩個稍微偏移（30 cm）的測量點進行。建築物頂層的外牆以金屬覆寫。但是，窗戶是純玻璃的沒有金屬鍍膜。

在2.44～14.8 GHz頻率之間，建築物穿透損耗的範圍從大約0 dB到 30 dB（如圖3-18）。所有頻率的穿透損耗的下限是相似的，即大約0 dB，而僅在58.68 GHz下最高損耗高達45 dB。最小損耗，即僅穿透外牆/窗戶引起的損耗，範圍為0～5 dB，最高值對應于5.8 GHz和58.68 GHz頻段。這種對頻率的非單調依賴性的效應，也許可以通過以下假設來解釋：窗框中的三層玻璃受到多次反射的影響，引起了相長幹擾或者相消幹擾，導緻了衰減随頻率變化而周期性變化。随後的測量顯示，對應于頻率2.44 GHz、5.8 GHz、14.8 GHz和58.68 GHz的信号，窗戶損耗分别約為2 dB、10 dB、0 dB和6 dB，這證明了這種效應并解釋了測量的最小穿透損耗。而且很顯然，對較高頻率，穿透損耗的擴充大得多。部分原因可能是由于有些窗戶有百葉窗，阻擋了較高頻率的垂直極化波，而對于較低頻率是透傳的。損耗測量結果中的中位數與3GPP模型非常吻合。應該指出3GPP模型沒有考慮任何非單調頻率效應。此外，随着頻率的增加，測量損耗的擴充也增加，這也沒有在3GPP模型中考慮。有關室外到室内傳播模組化的更多細節在3.4.1.1節的信道模組化中講解。

3.3.3.3　室外街道場景

室外街道測量主要在由現代辦公建築物組成的市内街區進行，街區大約長100 m，高25 m，如圖3-20所示。測量是在街道峽谷中進行，涵蓋LoS和NLoS場景，街道寬度大約為20 m，接收機和發射機天線都位于高于地面約1.5 m處。圖3-19中給出了所有頻段的超出損耗。在LoS場景，可以觀察到高達5 dB（相對于自由空間）的多徑增益，在所有頻段上都可以獲得類似增益。這受益于由于地面和外牆反射所增加的路徑。在NLoS區域，即建築物拐角後面，可以發現超出損耗大幅增加。這個損耗，遠低于所預期的街拐角處由于刀口衍射效應産生的損耗，如圖3-19所示。此外，頻率依賴性遠低于預期的衍射情況。這個結果說明在NLoS情況下，主要的傳播機制一定與衍射（如鏡面和物體或粗糙的外牆引起的漫射）不同。而且對于NLoS資料，在60 GHz補償氧氣吸收引起的損耗是可觀的，高達4 dB，這超出了預期的根據鍊路距離所需要的補償。但是這可以用重要的反射傳播路徑的長度遠大于鍊路距離來解釋。測量到與頻率相關的超出損耗（約3 log f [dB]）明顯小于預期的刀口衍射（約10 log f [dB]）。然而，它略高于3GPP中的信道模型[2]所給出的損耗值（1.3 log f [dB]）。

為了進一步了解傳播機制，如圖3-20所示，在60 GHz的兩個測量位置進行了視線跟蹤。第一個發射機位置（Tx1）處于NLoS場景，但非常接近LoS場景。第一個到達的路徑通過衍射衰減。可以通過假設從沿街的建築物外牆的鏡面反射來重建最強路徑。第二個發射機位置（Tx2）實際上在NLoS區域街道更低處。在拐角衍射路徑的時延處，沒有觀察到噪聲基底之上的信号。在傳播距離遠長于衍射路徑長度處觀察到第一簇弱路徑。該簇可能由散射體或街角區域的粗糙表面引起。最強的峰值功率電平比功率時延分布的其餘部分高約20 dB。一個看似合理的相應路徑（與測量峰值的傳播長度相比對）是可以通過假設建築外牆四個鏡面的反射來重新建構的。這表明鏡面路徑對NLoS區域也很重要。然而，在大多數NLoS位置，未觀察到這種明顯的峰值。

3.3.3.4　城市室外屋頂場景

在高頻特别是毫米波範圍内測量城市室外屋頂傳播場景（宏蜂窩場景）的傳輸損耗非常具有挑戰性，因為當使用實際的全向天線時，傳輸損耗顯著增加。這個問題可能通過位于屋頂上方的BS使用定向天線有所緩解。但是，位于地面的UE，由于混入在雜亂的城市，預期在仰角和方位角上的角度擴充都較大。通過加大發射功率來解決問題的方式在實際應用中并不适合毫米波高頻。更實用的解決方案是使用非常高性能的LNA。此外，對于CW測量，通過多普勒濾波可以實作非常高的噪聲抑制。該技術已用于兩個獨立的多頻測量中，分别在奧爾堡和東京。在奧爾堡的測量中沒有觀測到頻率依賴性。然而，這可能是受最高頻率28 GHz處的有限動态範圍的影響。在東京的測量中，測量靈敏度在較高頻率下更好，允許測量高達67 GHz的頻段。

3GPP城市宏蜂窩傳輸損耗模組化主要基于奧爾堡測量，與自由空間有關，由下式給出：

其中d是距離，以m為機關，f是頻率，以GHz為機關。ITU-R提供的相應模型見參考文獻，以東京的測量為基礎，由下式給出：

除了ITU-R模型是與頻率相關而3GPP模型不是之外，這兩個模型是相似的。城市宏蜂窩場景下，路徑損耗通常是頻率依賴的還是非頻率依賴的還需要進一步考察。

3.3.4　時延域測量

如3.2.1節所述，時延域對于表征信道的頻率選擇性非常重要。此外，它對于針對優化傳輸波形的時延擴充至關重要（見第6章）。由于3GPP已選擇OFDM用于NR，是以循環字首長度的優化與信道的時延擴充直接相關。本節介紹測量的寬頻範圍和重要傳播場景下的時延域特性。3.3.4.4節描述一般頻率趨勢并與3GPP信道模型進行比較。

3.3.4.1　室内辦公室

如圖3-21所示，在室内辦公場景中進行了多頻測量活動。接收機放置在固定位置，發射機位于15個不同位置，主要位于NLoS區域。該測量活動滿足了不同頻率的測量可比性的所有要求（見3.3.2.3節）。在2.4 GHz、5.8 GHz、14.8 GHz和58.7 GHz處測量信道。在圖3-22中，同時給出兩個Tx示例位置的相應功率時延分布與平均RMS時延擴充DS（随頻率變化）。無論在功率時延分布還是在平均時延擴充值中都沒有觀察到明顯的頻率趨勢。事實上，當與3GPP的模型拟合得很好時這種獨立性在95％置信區間内：

其中和是模型參數，f是以GHz為機關的載波頻率。拟合圖3-22所示的曲線的值是

= –0.01 ± 0.05和 = –7.58。

3.3.4.2　室外到室内

3.3.3.2節所描述的室外到室内測量經過進一步分析以确定時延擴充以及相應的頻率依賴性。這裡需要着重強調，許多位置的沖激響應的動态範圍是受限的，可以低至10 dB以下。這意味着絕對時延擴充有時可能會被低估。但是，因為每個位置所有頻率采用同樣的動态範圍，是以沒有引入任何頻率依賴性的偏差。如圖3-23所示趨勢似乎是時延擴充随頻率升高而增大。較長的時延可能是由内院的多次反射引起的。強鏡面反射是由窗戶或覆寫外牆的金屬瓦片産生的。但是，在較低頻率處這些瓦片或窗戶小于一個菲涅耳區，導緻這些反射屬于非鏡面反射，是以在較低頻率下會衰減。需要注意的是，這種觀察到的頻率趨勢不是通用的規律，而是某些場景的特定幾何狀況，正如本節最後所述。

3.3.4.3　室外街道峽谷場景

3.3.3.3節描述的室外街道測量經過分析以确定相應的時延擴充特性，聚焦在NLoS區域。在這個區域的趨勢是時延擴充似乎與頻率無關，如圖3-24所示。拟合的模型确實表明沒有明顯的頻率依賴性。

3.3.4.4　時延域中的頻率趨勢

到目前為止所有的時延域的試驗結果表明，除室外到室内場景外，沒有看到明确的頻率趨勢。之前的結果（如3GPP）表明當頻率升高時，時延擴充通常會減小。但是，在開發3GPP模型時，不同頻段之間可比性的要求（見3.3.2.3節）并沒有完全滿足，是以相應的結果可能會受到質疑。歐盟的資助項目mmMAGIC進行了大量的信道測量，并仔細滿足了不同頻段之間可比性的所有要求。通過統計結合六個組織開展的15次獨立測量活動的測量資料，确定了五種場景相應的模型參數。在圖3-25中顯示了3GPP類型的模型（公式（3-29））與mmMAGIC測量資料的拟合以及3GPP模型相應的數值。兩種模型拟合之間存在明顯差異，其中3GPP模型參數顯示出時延擴充随頻率升高而顯著減少，而在mmMAGIC的資料中不存在這種趨勢。在mmMAGIC資料的95％置信區間，隻有街道峽谷中LoS場景下以及室内辦公室LoS下才顯示出輕微下降的趨勢。

3.3.5　方向域測量

正如3.1.2節和3.3.1.4節所指出的，在毫米波範圍的高頻移動通信需要發射和接收天線采用可定向發射的天線技術。這是由于全向接收天線的孔徑與載波波長的平方成正比，是以相應的傳輸損耗允許的傳輸鍊路距離很短。出于這個原因，深入了解無線傳播信道的方向特性很有必要，尤其是在高頻。本節介紹在某些所選場景下，寬頻範圍無線信道的高分辨率試驗特性。

3.3.5.1　60 GHz下室内辦公室寬帶結果

圖3-26所示為室内辦公室場景下58.7 GHz的信道測量資料，使用了3.3.2.1節中描述的譜分析法。為此在鍊路的發射和接收端使用垂直偶極子（2 dBi增益）天線對信道進行采樣。通過3D天線定位機器人提供的大小為25×25×25 = 15 625個天線單元的虛拟天線陣列獲得空間樣本，空間采樣距離為0.4個波長。

測量在室内辦公環境中進行，Tx-Rx之間距離為1.5 m，工作頻段為57.68～59.68 GHz，在LoS和NLoS兩種條件下進行。在進行NLoS測量時，在Tx和Rx天線之間放置2 m×1.2 m大的金屬白闆。Tx和Rx的位置在LoS和NLoS測量中保持相同。圖3-26所示為LoS和NLoS測量的全方向譜。由于LoS測量距離較短，是以直接路徑占據主導。相對于LoS測量，NLoS測量在空間上方向分布更豐富，在不同的方向有大約十條左右的強徑。然而，除了直接路徑和白闆阻擋的很少的幾條強徑之外，這兩個測量顯示出非常相似的方向特性。在比較光滑（擴散）的背景上，信道似乎是由一些明确方向性的路徑合成。似乎在所有方向上都有豐富的漫射路徑分布，除了與空無一物的地闆（沒有家具）相對應的方向之外。

在圖3-27中，顯示了LoS和NLoS情況下首先到達路徑的功率時延分布。首先到達路徑在LoS場景中顯然占主導地位，而後續的反射路徑則在NLoS場景中占主導地位。然而，由于白闆上邊緣的衍射，在NLoS場景下也存在早期路徑，相對于LoS路徑被抑制了約40 dB。還有稍晚到達的路徑，在白闆的下邊緣被衍射。在圖3-27中的全景照片之上顯示了這兩種衍射路徑。

在分析功率時延分布的4号強峰值時，如圖3-28所示，很顯然，有一些重要的散射體，如桌子上的物體和書架。還有一些經過窗戶和牆壁強反射的路徑。比較LoS和NLoS情況，很明顯NLoS圖中缺少一些高功率的方向，因為相應的路徑被白闆阻擋。是以，可以得出一個重要的結論，是基于房間幾何形狀的簡單射線跟蹤不能模拟由房間内的家具和其他物體引起的富散射。

3.3.5.2　室内辦公室多頻結果

将上一節的測量結果進行擴充，增加了兩個較低的頻率5.8 GHz和14.8 GHz。為了能夠對所有頻率的測量結果進行對比，在所有測量和分析中都需要滿足3.3.2.3節的要求。為此，在分析中已經對不同頻率的測量帶寬進行均衡，這意味着14.8 GHz和58.7 GHz測量資料減少到與5.8 GHz測量資料相同的帶寬，都是150 MHz。由于高頻可用的帶寬要大得多，是以鏡面尖峰在較高頻率下被放大，這種均衡對于避免功率時延分布的鏡面尖峰的影響非常重要。而且，58.7 GHz的測量還受到氧氣吸收引起的衰減影響。為了提供适用于頻率一緻性的信道模組化和插值的結果，在分析中，在該頻率通過以每100 m傳播距離補償1.5 dB的功率時延分布來消除這種衰減。應該注意的是，雖然鍊路距離本身并不能激勵這種補償，散射路徑的傳播距離可能明顯更長，如圖3-31所示。

LoS場景設定與上一節中的相同。在NLoS測量中，Rx天線被放置在辦公空間盡頭的一個小廚房裡（見圖3-29）。在NLoS情況下的Tx和Rx天線之間的距離為14 m。應該注意的是，NLoS場景僅在5.8 GHz和14.8 GHz進行了測量，原因是在測量活動中間，有段時間不允許進入室内環境。所有頻率的方向功率譜都驚人地相似。在LoS圖中觀察到一個與頻率有關的小差異，即在零度仰角附近信号功率較強，在5.8 GHz最明顯， 在14.8 GHz最不明顯。這種差異可以通過窗戶的反射來解釋，在5.8 GHz處窗戶的反射比在其他頻率處高很多。NLoS圖與LoS圖的其中一個差異是主峰周圍的漫射簇更集中，有不止一條強方向（徑）。另外，接收功率相對于自由空間傳播衰減約20 dB。與LoS場景一樣，兩個測量頻率的曲線圖仍然驚人地相似。另外一個觀察到的頻率相關的差異是方位角–50度處的峰值，在5.8 GHz較強，而在14.8 GHz處較弱。對于方位角為–75度的峰值，觀察到相反的效果，峰值功率在14.8 GHz時較強，而在5.8 GHz時較弱。這也是受頻率依賴性的窗戶衰減/反射的影響。

根據3.2.3節的旋轉不變定義，為不同的場景和頻率可以确定方向擴充

。在圖3-30中展示了LoS場景下,方向擴充與傳播距離的關系以及相應的功率時延分布。這再一次表明不同頻率的分布有多相似。圖中所示的方向擴充僅僅包括了功率傳播距離的分布，隻有在相應傳播距離上接收到的信号強度在噪底之上才會包含。基本上在所有頻率上都觀察到相同的特性。對于LoS尖峰區域，擴充很窄，大約在5度左右。而對其他時延，擴充通常在57.3度飽和，根據定義這是最大可能的擴充，如3.2.3節所示。而對應于發生強反射的幾個時延，方向擴充收窄。另一個觀察到的明顯特點是仰角擴充很快衰減到很小的值。對于較長的時延，方向擴充主要是在x次元，也就是房間尺寸較長的次元。除了較短的時延，不同次元的方向擴充似乎與相應房間長度成正比。可能的解釋是較小的房間尺寸，功率衰減得更快，因為牆壁、地闆和天花闆更頻繁地互相作用，導緻方向擴充較小。

圖3-31為NLoS場景。其特性非常類似于LoS場景。從圖中觀察到的一個主要現象是，在14.8 GHz傳播距離為60 m處有強烈的回波，而在5.8 GHz并未觀察到。這個差異的原因是在不同頻率窗戶的反射/衰減不同。這是由于房間窗戶三層玻璃（非金屬鍍膜）造成的影響。信号在窗戶的各層之間多次反射，是以當穿透窗戶時，不同頻率衰減的程度就有差異。專用的窗戶衰減測量，與信道測量結合，顯示出在14.8 GHz處的窗戶衰減可以忽略不計，而對于5.8 GHz信号窗戶衰減約為10 dB。假設14.8 GHz處的強回波是由于路徑通過一個窗戶出去，然後被鄰近的建築物反射回來，再次通過另外一個窗戶到達接收端，這就正好解釋了（與5.8 GHz頻段相比）20 dB的功率差，剛好是5.8 GHz窗戶衰減的兩倍。這也解釋了當較強無線電波經過鄰近建築物反射，從外面進入房間，為什麼在y方向的方向擴充時延會增加，因為沿着房間y維傳播的電波功率也随之增加。

圖3-32所示為總方向擴充，對應于所有時延的功率總和（使用如圖3-29所示的角度分布）。與5.8 GHz和14.8 GHz相比，由于58.7 GHz的LoS鍊路距離較短（1.5 m），相對較強的LoS峰值在方向擴充（擴充較小）中引入了偏差。為了消除這種偏差，在分析中将58.7 GHz的LoS峰值引入2.5 dB衰減。沒有觀察到明顯的頻率趨勢。所有頻率的特征都非常相似，仰角擴充較小，在10度左右，而x和y次元的方向擴充明顯更大，在20～40度之間。此外，對于NLoS場景，y維中的方向擴充明顯更大，因為對于14.8 GHz，路徑是從建築物出來然後經過相鄰建築物反射再次進入，而對于5.8 GHz是因為窗戶的強反射。

3.3.5.3　5 GHz下城市宏蜂窩室外結果

城市室外宏蜂窩場景中的測量活動如圖3-33所示，在5.25 GHz使用的帶寬為

200 MHz。在BS使用定向貼片天線，天線增益為7 dBi（90°波束寬度）并采用垂直極化。機器人天線定位系統生成10×25個單元（Nhorizontal×Nvertical）組成的虛拟平面陣列，天線單元間距2 cm（0.35λ），定位系統可提供優于0.1 mm的空間精度。在終端（UE）采用普通的垂直偶極天線。基于3.3.2.2節和參考文獻[17]中描述的超分辨率法對測量資料進行分析。

因為天線定位系統對于天線位置的每次改變，都需要花費大約1 s，是以單個UE位置的測量總時間約為7 min。而且，因為在測量過程中有風，是以一些大型樹木的晃動影響了測量資料。在特定的時延和到達/離開方向上，由于樹木晃動造成的時變，無線電波會出現失真。時變導緻的結果是，這些散落在樹叢中的無線電波的功率主要呈現出角度随機分布特性，即類似噪聲。剩餘的相幹功率經樹木散射後也相應減小，意味着樹木的影響被低估。

對于每個UE位置，估計了N = 500個波。如參考文獻[18]中所述，通過找到噪底以上角度域的峰值對估計進行初始化。并且設定估計誤差的标準偏差要求：角度小于40度，傳播距離小于20 m。相應的功率時延分布如3.3.2.2節的圖3-13所示，顯示出測量信道功率的主要估計。為確定得到一個很可靠的結果，分析的前提是基于路徑估計的标準偏差仰角小于2度，并且方位角小于4度。如圖3-34所示，估計的平面波疊加在全局照片上。很明顯，主徑在屋頂上方衍射或從相鄰建築物反射。似乎在LoS條件下BS和UE的主要傳播機制都是從相鄰建築物的反射。在一些UE位置（比如UE位置７）屋頂上方的衍射似乎也很重要。

根據3.2.3節中定義的方向擴充如圖3-35所示。在這種情況下，z方向上的擴充非常類似于普通的仰角擴充，水準面擴充與一般性方位角擴充非常相似。z方向（仰角）擴充非常小，在1～4度範圍内，而在水準面（方位角）擴充介于7～30度之間。

3.4　信道模組化

本節讨論在标準化組織（如3GPP、ITU-R）以及其他國際研究項目和網絡（如METIS和mmMAGIC）中所定義的常用信道模型。主要關注特别着重于5G特定功能的最新模型上。所有這些模型都是幾何随機信道模型（除了METIS基于地圖的模型），每種信道都是根據每個參數的機率分布由蒙特卡羅方法生成。為了在空間和時間上實作連續性，在這些次元上随機分布是自相關的。要在全部信道參數和全部自相關函數之間建立全相關矩陣是一項巨大的挑戰。此外，要在合适的置信區間内提供合理的值需要大量的測量資料。即使能夠提供所需的相關性，進行提供空間一緻性所需要的全部自相關的計算量也是相當可觀的。在METIS基于地圖的模型中采用的另一種替代方法是基于簡化的幾何射線跟蹤。由于模型是完全基于确定性和實體原理，是以模型中全部的相關性和空間一緻性都是自動生成的。該模型具備全部重要的散射機制，即鏡面反射、衍射、粗糙表面和物體的散射以及室外到室内的穿透。但是該模型的缺點是實作複雜度較高。

随着每次新一代移動通信的出現，信道模型的複雜度也在不斷增加。通過更多地利用實體傳播信道的自由度，每個新一代技術都能提供更優的性能。在第二代移動通信（GSM）中，由于所用帶寬較窄及空間分集程度較低，是以複雜度相對較低。經過第三代和第四代，通過引入例如軟切換和MIMO傳輸，帶寬和空間分集技術都得到擴充。

本節主要着重于3GPP和ITU-R研究的最新5G模型。該模型成功地将傳輸損耗模組化擴充到高達100 GHz的毫米波範圍。此外還提供了擴充帶寬（最大2 GHz）和路徑的高分辨率方向特性。盡管某些極高分辨率的特性沒有經過充分驗證，但模型對于沒有使用最大帶寬和最窄波束的早期5G網絡可能是足夠精确的。

3.4.1　5G随機信道模型

本節描述了3GPP為5G在0.5～100 GHz頻率範圍開發的信道模型，該模型也同樣被ITU-R用于IMT-2020。該模型很大程度上是基于上一代模組化，也是基于幾何的随機信道模型。mmMAGIC信道模型與3GPP/ITU-R模型在很大程度上是一緻的，另有些改進和添加。信道Hmn由根據公式（3-7）生成的一組平面波來定義，其中極化幅度為Al，方向為

，時延為

，多普勒頻率

用相應的随機分布對其進行經驗表征。隻有LoS分量是由幾何确定的。

3.4.1.1　傳輸損耗模組化

傳輸損耗模組化是基于假設鍊路兩端的全向天線都使用由ITU-R建議書P.341定義的基本傳輸損耗。任何與特定天線方向圖有關的模組化由合并天線方向圖和相應的多徑分布來分别處理，多徑分布将在下一節介紹。表3-1總結了模型的傳輸損耗（在ITU-R和3GPP規範中被稱為路徑損耗）特性。這些模型大部分經3.3.3節所介紹的室内辦公室和街道峽谷場景的測量驗證。對于LoS場景，路徑損耗接近于自由空間損耗，直到一個斷點，之後路徑損耗與40 log(d)成正比。在NLoS條件下，對于城市宏蜂窩（Urban Macro，UMa）和農村宏蜂窩（Rural Macro，RMa）場景，相比于自由空間，路徑損耗與頻率無關。但是，對于室内和街道峽谷場景，相比于自由空間，路徑損耗會随着頻率升高而略微增加。

進一步，假設在距離相關函數中損耗的位置變化服從對數正态随機分布。對應的标準偏差範圍在4～8 dB之間。這些變化在空間上通過指數自相關函數關聯：

其中d為空間上兩個點之間的距離，dcor為常數。

建築物穿透損耗LO2I由下式模組化：

其中和分别為建築物外牆玻璃和混凝土面積的比例，Lglass和Lconcrete為多層窗戶和混凝土對應的損耗，為水準穿透到建築物深度為d2D-in的每米穿透損耗。在3GPP和ITU模型中=0.5 dB/m。由mmMAGIC進行了更深入的分析，表明均勻分布在0.5～1.5 dB/m之間。人們發現建築物可以分為高損耗和低損耗兩種類别。高損耗類的建築物稱為“熱效率”，其對應的建築材料和施工方法會造成很大的穿透損耗。尤其是用于阻擋透過窗戶的熱輻射而采用的薄金屬鍍膜也會使無線電波衰減20～30 dB。而低損耗類則對應于使用無鍍膜窗戶的傳統建築物。外牆建築材料造成的損耗Lm由下式給出：

對應的材料參數在表3-2中列出。

假設由于建築物内部的不規則性（諸如家具、内牆、電梯井等），穿透損耗的對數正态分布位置發生變化。對應的标準偏差分别為：低損耗

=4.4 dB，高損耗

=6.5 dB。mmMAGIC模型通過引入如下頻率相關的标準偏差，對這種變化進行了細化：

其中對于低損耗類k估計為0.08 dB/GHz。

對于位置變化分布水準5%、50%和95%，在圖3-36中展示了兩類建築物（傳統的和熱效率的）在3GPP模型中穿透損耗随頻率的變化。為了便于對比，圖中顯示了ITU-R建議書P.2109中的建築物入口損耗。ITU-R模型是基于大量測量資料的經驗模型，而3GPP模型是基于簡化的實體原理。在50%水準，對于低于50 GHz的頻率，兩個模型非常一緻。但是，3GPP模型的頻率趨勢明顯更強。這可以用表3-2中的值來解釋，傳統窗戶的玻璃總厚度為24 mm，而熱效率窗戶的玻璃總厚度為36 mm。這大約是真實建築物中玻璃厚度的三倍。還可以明顯看出ITU-R模型反映了擴充随頻率升高而增加，而3GPP模型則不存在這種趨勢。

在3GPP和ITU-R IMT 2020模型中，傳播入射角相對于外牆的依賴性通過在公式（3-31）中增加5 dB常數來說明，是以，損耗分布的擴充減少。這可以在圖3-36中清楚地看到，對于ITU-R建議書P.2109的模型，5%和95%機率水準明顯移動得更多。由于該建議書是為支援例如IMT和衛星之間的頻譜共享研究而制定的，仰角的依賴性由下式說明：

其中為路徑相對于外牆的仰角，為常數，用大約20 dB/90度來估計。

3.4.1.2　多徑方向性和時延模組化

多徑分量的幅度、時延和方向的分布是基于封閉形式随機分布的一階和二階矩産生的。而且，這些分布分為兩個層面：簇和簇之間和一個簇之内。這意味着在較高層面生成關于簇的多徑分量随機分布。在較低層面生成簇之内的相應分布。用兩個層面來描述簇的動機是沿承了基于功率時延分布的觀察。然而在與高分辨率試驗資料相比時，會對拓撲的合理性産生懷疑。

在時延域，簇的機率和功率服從疊加有對數正态陰影的指數衰落的分布。在角度域，即仰角和方位角，分布由簇功率的高斯函數包絡。當在同一方向上有多個簇的機率降低時，也就是與試驗資料相反時，這就有點問題。在基線模型中每個簇包含20個多徑分量。這些分量以簇為機關有固定時延，除了兩個最強簇被細分為三個有固定時延的子簇。每個簇中的全部20個子徑有固定的功率，并且有清單分布來提供角度上的拉普拉斯功率分布。圖3-37給出了NLoS 60 GHz室内辦公場景（與3.3.4.1節的場景相同）下，方位角和傳播距離的多徑分量分布。圖中包括超高分辨率測量資料和相應的3GPP模型實作。測量在辦公室環境下進行，使用50 cm寬、12.5 cm高的平面陣列，2 GHz帶寬，在方向上提供超高分辨率。很明顯測量分布并沒有顯示出時延較長的簇偏離主方向的影響。當使用窄波束天線時該模型特性可能導緻時延擴充不真實地減少。

很明顯每個簇使用20個具有固定時延子徑的基線模型所合成的輸出與高分辨率測量不能很好地比對。如圖3-38所示，當考慮到多徑分量的功率有序分布時這一影響更為明顯。在測量中MPC的功率随功率排序的數目增加而大幅衰減。在MPC數量為20時，測量的功率低于最大功率7 ～15 dB，而3GPP基線模型沒有相應的衰減。這會有問題，但當擴充到大的陣列或者每個MPC使用極窄波束時，問題可以得到解決。相應的空間複用性能，例如幹擾抑制或者MIMO容量，将會不真實地好，如參考文獻[29，20]中信道模組化章節所述。出于這個原因，3GPP為非常大的天線陣列或大帶寬提供了多徑分量可選模組化方案。簇的分布保持與基線模型相同。然而在每個簇中，存在大量的MPC。其中角度和時延是均勻分布的。在角度上使用拉普拉斯函數并且在時延上使用指數函數對分量的功率進行權重。該可選方案的結果如圖3-37和圖3-38所示。可以明顯地看出高分辨率可選方案的MPC功率分布更符合實際。而且在簇中的角度和時延分布也更符合實際。

在3GPP模型中顯示了多數場景下方向性和時延擴充的頻率強依賴性降低。這一随頻率變化的趨勢并沒有在3.3.4節和3.3.5節的測量中确認。對觀察到的趨勢的解釋可能是，3.3.2.3節所描述的所有確定不同頻段之間可比性的要求，在測量時不能總是得到滿足，而測量是3GPP模型的基礎。如3.3.4.4節所指出，mmMAGIC所做的非常徹底的分析表明，時延擴充沒有随頻率變化的趨勢或者僅有非常弱的變化。

3.4.1.3　空間一緻性

為了在移動性的情況下提供真實的模型輸出，即當UE移動時或者在MU-MIMO場景下，使用公式（3-30）來修正信道實作的空間分布。對于基線模型，僅修正簇間參數。然而，對于高分辨率可選模型，簇内的參數也要修正。相關距離範圍為10～50 m，取決于參數和場景。該方法确實使得信道随UE的移動而連續變化。然而不能確定變化反應實際情況，如在多普勒和生滅過程中。例如對于室外使用者，信道狀态可能是平穩的，直到使用者移動到街道十字路口拐角附近。對于室内使用者，當從一個房間移動到另一個房間時，可能有同樣的影響。這可能對基于動态無線信道的波束跟蹤技術的優化産生重要影響。出于這個原因，下一節将用阻擋模型提供一個更實際的基于幾何的選項。

3.4.2　基于幾何的模組化

為了提供真實的動态信道輸出，METIS項目開發了一個替代信道模型，該模型基于環境的3D幾何并結合電磁材料特性和簡單的射線跟蹤。該模型（阻擋模型）的一個分量對用實際的方法描述路徑的動态生滅過程特别有用。

3.4.2.1　阻擋

正如之前指出的，當頻率升高時需要高天線增益和相應的窄波束來補償天線孔徑的減小。是以，在某個時刻移動的物體突然阻擋了主波束将導緻接收信号的急劇減小。出于這個原因，METIS開發了一個阻擋模型，該模型後來被3GPP作為一個額外的功能采納。該模型基于通過矩形螢幕的3D衍射，其中每個MPC的信号衰減基于相應路徑的幾何結構。模型基于标準封閉數學表達，使其簡單且計算高效。

後來，mmMAGIC通過考慮4個邊緣路徑上的相位差而顯著改進了METIS阻擋模型，可以為幾乎全部幾何結構提供精确的輸出。這與标準的菲涅爾近似相反，菲涅爾近似僅在Tx和Rx之間距離較大且方向與螢幕垂直的情況下提供精确的輸出。mmMAGIC模型由于其一般有效性和良好的精确度，而被ITU-R建議書P.526所采納。

圖3-39給出了4 GHz 4 m×4 m螢幕下兩種模型的輸出。可以清楚地看到mmMAGIC模型提供了高精确度的輸出，因為該模型近乎完美地遵循了嚴謹的Kirchoff積分解。METIS阻擋模型的輸出貼近mmMAGIC模型的峰值，意味着在一定程度上低估了損耗。但是，mmMAGIC模型的平均信号強度大多在METIS模型的3 dB之内。考慮到METIS模型要簡單得多，在許多情況下該模型可能是首選的。

3.5　總結和展望

過去的10年中，為了5G移動通信的開發和優化需要了解和表征傳播特性，進而進行了大量的測量和模組化工作。主要挑戰之一就是了解載波頻率從傳統的2 GHz左右上升到高于80 GHz時傳播特性如何改變。即使在高頻許多傳播特性也非常類似，天線的尺寸會随波長而變化。是以，任何類型天線的孔徑都與波長的平方成正比，這意味着接收功率以相對于入射波功率–20logf [dB]的比例變化。在頻率從2 GHz增加到80 GHz時，損耗增加超過30 dB。但是，通過利用陣列天線的可用面積或者其他波束賦形技術，可以補償頻率升高帶來的傳輸損耗甚至轉化為增益，如3.1.2節所述。為了優化利用方向域的先進天線發射技術，重要的是相應的信道模組化要貼近實際。如本章所示，在過去幾年中這一領域的知識積累取得了長足進展。這些知識主要用于5G模組化，支援3GPP和ITU-R，確定最初5G蜂窩通信系統成功開發和優化。5G系統的後續版本中采用更高頻率和更窄波束，對信道模組化的精确度提出了更高要求。出于這個原因，在一些領域中改進傳播模型是很有價值的，以確定移動通信系統長期的成功發展和優化，下面對這些領域進行了總結：

• 目前時延域和方向域的高分辨率信道特性模組化大部分都比較随意。與相應測量資料對比，很明顯在多徑分布的結構和分簇上存在明顯差異。尤其是在室外和室外到室内的場景下，鍊路兩端角度和極化的聯合分布特征描述欠佳。
• 為了得到可能的優化方案以快速适應多徑分量生滅過程的波束賦形，信道的動态變化包括傳輸損耗的精确資訊的重要性随着載波頻率升高而越來越高。支援該模組化的試驗資料大部分缺少重要場景和頻率範圍。
• 缺乏對不同傳播機制的傳輸損耗依賴性的了解，尤其是非鏡面散射。很明顯在大多NLoS情境下衍射不是很顯著。然而，并不準确知道散射主要是由什麼引起的。而且，并沒有很好地了解超出自由空間損耗的損耗在多大程度上存在頻率依賴的趨勢，尤其對于宏蜂窩場景。而且對高度的依賴關系了解也不充分。
• 由于大多蜂窩網絡部署在室外，而80%的使用者處于室内，是以室外到室内場景非常重要。為了表征穿透建築物的額外損耗而進行了大量的測量。由于世界各地分布着大量不同類型的建築物，對更多測量資料仍然有很大需求。此外，入射角和極化的效果表征欠佳，激發了進一步試驗研究的積極性。
• 新的傳播場景對5G愈發重要。例如在工廠裡，或者無人機之間，或者無人機與地面的機器類型通信最近備受關注。這些場景并沒有很好地得到表征，需要更多的試驗資料。

這些隻是已确定的未來工作領域的例子。許多其他的領域今天還難以預見到，有可能在未來變得很重要。然而，事實是傳播的深厚知識日益重要，因為電磁波傳播的更多自由度已應用到移動通信中，作為模組化基礎的所有試驗資料在未來将非常有價值。

參考文獻